Курсовая работа: Комп’ютерна електроніка

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ

ЧЕРНІВЕЦЬКИЙ НАЦІОНАЛЬНИЙ УНІВЕРСИТЕТ

ІМЕНІ ЮРІЯ ФЕДЬКОВИЧА

Факультет комп’ютерних наук

Кафедра комп’ютерних систем та мереж

Курсова робота

Комп’ютерна електроніка

Вступ. Етапи розвитку електроніки

Електроніка – галузь науки, яка займається дослідженням фізичних процесів, що відбуваються в різних середовищах при протіканні струму, і, як галузь техніки, займається розробкою електронних приладів на основі цих явищ. Розрізняють фізичну і технічну електроніку.

На основі застосувань електроніки розвилась галузь: мікроелектроніка – галузь, яка займається технічними проблемами реалізації електронних приладів у вигляді інтегральних мікросхем, - пристроїв, що складаються з окремих дискретних елементів (діодів, транзисторів) виготовлених в одному технологічному циклі і розміщуються на спільній несучій конструкції в спільному корпусі.

Електроніку поділяють на аналогову і цифрову.

Під аналоговою розуміють елементи, пристрої і системи, які забезпечують обробку електричних сигналів, що змінюються за законами неперервної функції, тобто в різні моменти часу можуть приймати довільні значення напруги чи струму.

В цифровій елементи займаються обробкою сигналів, що змінюються дискретно. Щоб забезпечити дискретну зміну сигналу використовують методи квантування сигналів за часом, за рівнем або одночасно.

В залежності від елементної бази, яка використовується в електронних пристроях, можна виділити кілька етапів розвитку електроніки:

1.                1904 – 1950 рр.: електронно-вакуумні лампи. Використовуються електровакуумні та газорозрядні пристрої.

2.                1950 – 1960 рр.: застосування дискретних напівпровідникових приладів. 1947р. – транзисторний ефект у напівпровідникових кристалах.

3.                1960 – 1980 рр.: застосування інтегральних схем і мікрозборок. В 60х роках – 2 принципи виготовлення технічних пристроїв:

·                    Груповий метод;

·                    Планарна технологія.

Рівень інтеграції k=lg N визначається кількістю елементів, що розміщені на одному кристалі.

4.                1980 – 2005 рр.: розробка і застосування великих і надвеликих інтегральних схем (ВІС, НВІС, ННВІС). Ці великі схеми, що утримують більше 1000 елементів на 1 кристал відносять до 4 і 5 рівня інтеграції.

5.                сучасний етап розвитку характеризується застосуванням функціональних електронних пристроїв. Функціональними називають пристрої, в яких для перетворення електронних сигналів використовують не електронні пристрої, а певні фізичні явища, що забезпечують обробку фізичних чи інформаційних сигналів. Розрізняють магнітоелектричні, оптоелектричні, акустоелектричні, кріоелектричні, біоелектричні та інші функціональні схеми.

Сучасний розвиток електроніки зумовлений досягненням в технології, таким як молекулярно-променева технологія та дослідження наноструктурованих об’єктів в тому числі спінових ефектів, тому сучасні прилади називаються наноелектричними.

Ці методи дозволяють створювати електронні елементи інтегральних схем за 0.13 – 0.11 мікронною технологією.

Електронні пристрої для цифрової електроніки повинні працювати з дискретними сигналами, які можна одержати кількома методами квантування: по часу, рівню, по часу і рівню. За функціональними ознаками їх поділяють на імпульсні, релейні та цифрові.

Для характеристики імпульсних сигналів використовують наступні параметри: амплітуда імпульсу Um, тривалість імпульсу ti, тривалість паузи tп, тривалість фронту імпульсу tф, тривалість спаду tсп, період імпульсу T= ti + tп, коефіцієнт заповнення імпульсу  , шпаруватість імпульсу .

Сигнали, в яких q = 2, називають меандром.

За реальні значення ti вибирають відстань від значення 0.1Um до меншого значення за величину 0.1Um.

Фронт імпульсу – час, за який досягається значення від 0.1Um до 0.9Um, спад імпульсу – час від 0.9Um до 0.1Um.

Крім імпульсного виділяють також функції релейного типу та цифрового. Крім того процес перетворення аналогового сигналу в дискретний називають ще модуляцією і можна його описати з допомогою сигналів амплітудно-, широтно- та фазо-імпульсної модуляції.

При амплітудно-імпульсній модуляції дискретизацію сигналу проводять по часу. Реальній величині ставлять у відповідність певне значення амплітуди сигналу, яке він приймає в моменти квантування.

При широтно-імпульсному сигналі амплітуда залишається сталою, а змінюється тільки тривалість відповідного квантуючого імпульсу.

ФІМ – модуляція релейного типу. Частота появи сигналів змінюється і залежить від амплітуди.

Ці методи перетворення аналогових сигналів у дискретні використовуються для цифрової обробки та аналізу інформаційних повідомлень і забезпечуються з допомогою пристроїв, що називаються аналого-цифровими перетворювачами.

Перевагою аналогового представлення сигналу є вища швидкодія і вища точність відтворення інформації. Разом з тим цифрові пристрої, володіючи меншою швидкодією, дозволяють підвищити точність обробки сигналів за рахунок тактової частоти та збільшення об'ємів запам'ятовуючих пристроїв, що дозволяють організовувати паралельну обробку інформації.

Обидві системи базуються на однаковій елементній базі, тобто напівпровідникових приладах та інтегральних схемах. Відрізняються режимами ввімкнення і роботи цих пристроїв.

Напівпровідникові прилади виготовляються на основі напівпровідників різного типу провідності. Основою всіх приладів є контакти матеріалів n- та p-типу провідності або контакти метал-напівпровідник, що володіють односторонніми провідностями.

Принцип формування активних структур можна пояснити з допомогою зонних діаграм. Як відомо зонна структура утворюється внаслідок розщеплення валентних рівнів та рівнів провідності при конденсації атомів і утворенні конденсованих середовищ або твердих тіл.

На шкалі енергій за рівень валентної зони приймають найвище значення енергії, якою володіє електрон, що взаємодіє зі своїм ядром атома і приймає участь в утворенні зв'язку.

Зона провідності знизу обмежена рівнем енергії, мінімальне значення якої необхідне носію заряду, щоб подолати сили потенціальної взаємодії з ядром атома. Процес набування носієм заряду енергії, достатньої для переходу з валентного на рівень провідності, називається генерацією електронно-діркової пари. При цьому умовно вважають, що на найвищих валентних рівнях утворюється вакансія в хімічному зв'язку, що може забезпечити протікання струму додатно заряджених носіїв, а на рівні провідності – вільних електронів.

Середнє значення енергії, що відповідає цьому процесу генерації, називається рівнем Фермі, який розміщується посередині забороненої зони Eg у власному напівпровіднику. Наявність в основному матеріалі (Si, Ge) домішок називають процесом легування, а напівпровідник – домішковим. Внесення атомів з V групи супроводжується збільшенням носіїв у зоні провідності і зсувом рівня Фермі вище середини забороненої зони. Такі напівпровідники називають матеріалами n-типу. При наявності акцепторів одержуємо матеріали р-типу і зсув рівня Фермі до валентної зони. Сильно леговані матеріали, в яких рівень Фермі зміщений, називаються виродженими.

Основою напівпровідникових діодів є р-n переходи та контакти метал-напівпровідник. В світлочутливих приладах – гетеропереходи, складаються з матеріалів одного типу провідності, але різного рівня легування.

Електронним р-n переходом називають границю розділу двох напівпровідників різного типу провідності збіднену основними носіями заряду.

При формуванні електронного переходу внаслідок наявності незаповнених хімічних зв'язків в матеріалах р-типу і надлишку носіїв, незв'язаних у хімічних зв'язках в n-типі, електрони з n-області дифундують в р-область, заповнюючи ковалентні зв'язки. В приконтактних областях утворюються нескомпенсовані об'ємні заряди, має місце внутрішнє електричне поле. Це поле протидіятиме протіканню носіїв через границю розділу в наступний момент часу, і воно формує контактну різницю потенціалів.

На зонній діаграмі спостерігається перепад потенціалу n та р областей. Прикладання зовнішньої напруги приводить до порушення рівноважного стану і зменшення контактної різниці потенціалів, якщо зовнішнє поле протидіє внутрішньому (до р++, до n--), і збільшення контактної різниці потенціалів, якщо зовнішнє поле спів напрямлене з внутрішнім.

Струм через р-n перехід описується співвідношенням:

,

де IS – струм теплової генерації носіїв. Це незначний фоновий струм високоенергетичних носіїв, який має місце при додатній та при від'ємній напрузі прикладеній до переходу.

Його називають струмом насичення зворотної вітки ВАХ. Це видно з ВАХ, коли U<0, то е<<1, тобто I = IS.

При U>0, e>>1, струм зростає за логарифмічним законом.

При значних зворотних напругах можливе тонелювання носіїв із зони провідності у валентну зону р-кристалу. Це явище називають пробоєм. Воно супроводжується значним зростанням зворотного струму.

Якщо зворотні струми є достатньо великими і призводять до виділення енергії, що супроводжується зміною кристалічної структури ОПЗ, то пробій називається тепловим і є незворотнім.

У випадку значної концентрації легованих домішок та наявності дефектів можливий пробій, що супроводжується лавинним помноженням носіїв в ОПЗ. Він є зворотнім і використовується в роботі стабілітронів – пристроїв для стабілізації напруги.

При наявності дефектів можливий польовий або зінеровський пробій, ВАХ якого має вигляд ламаної лінії.

Тунельні діоди – пристрої, створені на основі вироджених або тунельних напівпровідників.

ВАХ тунельного діоду має N- подібний вигляд при накладанні тунельної складової і надбар'єрної складової. Це явище називають тунельним ефектом, воно має місце при прямих напругах. Аналогічний ефект тунелювання при зворотних напругах називається тунельним пробоєм.

Розділений заряд в ОПЗ переходу можна розглядати як конденсаторну систему. При прикладанні зовнішньої зворотної напруги до р-n переходу змінюється глибина проникання поля ОПЗ, тобто товщина ОПЗ. Це приводить до зміни бар'єрної ємності Сб. такі прилади, де використовується зміна Сб, називаються варікапами. Вони використовуються в колах резонансного типу для коректування резонансної частоти.

Біполярними транзисторами називаються електронні прилади, що складаються з двох взаємодіючих р-n переходів.

Конструктивно їх виготовляють в дискретному вигляді на основі кристалу n або р типу провідності, до якого з однієї сторони вплавляють емітерну область з підвищеним рівнем легування, а з іншої – колекторну, більшу за площею за кристал і з меншим рівнем легування. В планарному варіанті всі області виготовляють шляхом дифузійного легування з послідовною перекомпенсацією типу провідності.

Обов'язковою умовою працездатності транзистора є мала ширина базової області порівняно з довжиною вільного пробігу носіїв заряду, який інжектується з емітера в базу.

Умовне позначення транзистора на схемі відображає його структуру:

Основою роботи біполярного транзистора є взаємодія областей просторового заряду емітера та колектора при протіканні струму. Емітер ний перехід вмикається в прямому напрямку, колекторний – у зворотному. При накладанні прямої напруги між емітером і базою зростає кількість основних носіїв, що інжектуються в базову область і рекомбінують там з основними носіями бази. Вони створюють струм базового електроду і бази.

Оскільки концентрація носіїв в області емітера більша, то струм бази виходить на насичення. Надлишок інжектованих носіїв, маючи довжину вільного пробігу більшу за ширину бази, попадають в ОПЗ зворотно зміщеного колектора і екстрагуються в колекторну область. Тут вони взаємодіють з просторовим зарядом колекторного переходу, що приводить до зменшення потенціального бар'єру між колектором та базою, а відповідно до зростання колекторного струму.

Зменшення напруги емітер-база приводить до зворотних процесів.

Для транзистора справджується співвідношення:

Іе = Іб + Ік, Іб<<ІкIк.

Схеми ввімкнення біполярних транзисторів

Оскільки транзистор, маючи три виводи, може бути ввімкнений як чотириполюсник, то один з електродів має бути спільним для вхідного і вихідного кола.

Розрізняють схеми ввімкнення із загальним емітером, загальною базою і загальним колектором.

Схема із загальним емітером забезпечує підсилення сигналів за струмом, напругою і потужністю. Така схема має вхідний опір біля 100 Ом, а вихідний – близько 1 кОм.

Схема із загальною базою підсилює за напругою і потужністю і не підсилює за струмом.

Вхідний опір – ~ 10 Ом.

Вихідний опір – ~ 10 кОм.

Схема із загальним колектором ще називається емітерним повторювачем. Така схема є аналогічною до схеми із загальним емітером, але навантаження вмикається не в колекторне, а в емітерне поле. Схема підсилює за струмом і потужністю.

Вхідний опір – ~ 10 кОм.

Вихідний опір – ~ 1 Ом.

Для функціонування транзисторів і розрахунків режимів їх роботи використовують сімейства статичних вхідних і вихідних характеристик.

Оскільки у вхідному колі вмикається як правило емітер ний перехід, то до характеристики відповідної ВАХ прямо зміщеного р-n переходу. Ці характеристики вимірюють при різних значеннях напруги, прикладеної до вихідного кола.

ЗЕ Іб = f(Uбе)|Uке=const ; ЗБ Іе = f(Uеб)|Uкб=const .

Вихідні характеристики – це залежності вихідного струму від вихідної напруги, при постійному значенні вхідного струму.

Для трактування режимів роботи біполярного транзистора використовуються еквівалентні схеми. Основною є схема чотириполюсника, яка описується h-параметрами.

Н-параметри – це коефіцієнти, які вказують на зв'язок між реальними параметрами транзистора та його теоретичними еквівалентами.

h11=Uвх/Iвх – вхідний опір транзистора;

h12 = Uвх/Uвих – коефіцієнт зворотної передачі напруги;

h21 = Iвих/Iвх – коефіцієнт підсилення за струмом;

h22 = Iвих/Uвих – вихідна провідність.

Чотириполюсники – це пристрої, які мають два входи і два виходи.

Співвідношення між I та U на вході чотириполюсника можна задати за допомогою системи рівнянь. Якщо основними параметрами в системі рівнянь виступають провідності, то сама система називається системою з у-параметрами, якщо опори – то система із z-параметрами, коли параметри комбіновані, то використовують систему рівнянь з h-параметрами.

Система рівнянь для визначення h-параметрів:

- вхідний опір транзистора виміряний у режимі короткого замикання у вихідному колі.

- режим короткого замикання.

- режим холостого ходу.

- режим холостого ходу.

Еквівалентна схема транзистора як чотириполюсника, що описується системою h-параметрів.

Малосигнальна еквівалентна схема для транзистора, яка описує його підсилювальні властивості в режимі підсилення малих змінних сигналів.

Вона обов'язково включає джерело струму у вихідному колі і паразитну бар'єрну ємність колекторного переходу.

 - коефіцієнт підсилення транзистора у схемі із загальною базою. a ≈ 0.99.

 - коефіцієнт підсилення транзистора у схемі із загальним емітером.

- коефіцієнт підсилення транзистора у схемі із загальним колектором.

Згідно ДСТУ позначення транзисторів складаються з чотирьох букв буквоцифрового коду.

І група – це дві букви. Перша вказує на матеріал напівпровідника, К – кремній, Г – германій. Друга буква вказує тип транзистора, Т – біполярний, П – польовий.

Третя позначка – цифра, яка вказує на частотні властивості та потужність. 1,2,3 – малопотужні:

1 – низькочастотні з граничною частотою до 3 МГц.

2 – середньої частоти, 3-30 МГц.

3 – високочастотні, >30 МГц.

4,5,6 – середньої потужності, 0.3-0.5 Вт.

7,8,9 – потужні транзистори, >1.5 Вт.

Наступні дві цифри вказують на порядковий номер розробки. Остання буква вказує на групу приладів.

Розрізняють 4 режими роботи біполярного транзистора:

1.                активний режим, емітерний перехід ввімкнено у прямому напрямку, колекторний – у зворотному. Використовується в аналоговій електроніці.

2.                режим відсічки відповідає стану закритого транзистора, коли у вихідному колі не може протікати струм. Отримується, коли і емітерний, і колекторний переходи ввімкнені у зворотному напрямку.

3.                режим насичення, коли транзистор відкритий, обидва переходи у прямому напрямку.

4.                інверсний режим, коли емітер ний перехід вмикається у зворотному напрямку, колекторний – у прямому. Застосовується в електроніці інтегрально-інжекційної логіки.

MN – лінія статичного навантаження.

Перехід із режиму відсічки в режим насичення називається ключовим режимом.

Польові транзистори – це напівпровідникові прилади, підсилювальні властивості яких визначаються впливом потенціалу, прикладеного до керуючого електроду, а саме затвору, на протікання струму, зумовлене основними носіями заряду в каналі провідності між витоком і стоком.

За будовою розрізняють польові транзистори з керуючим переходом (р-n переходом або переходом метал-напівпровідник з бар'єром Шоткі) та транзистори з ізольованим затвором. Останні бувають з вбудованим та індукованим каналом провідності.

На відміну від біполярних транзисторів регулювання струму у вихідному колі тут забезпечується не величиною струму вхідного кола, а потенціалом, прикладеним до керуючого електроду – затвору. Конструктивно польовий транзистор з керуючим переходом можна зобразити у вигляді кристалу, з протилежних кінців якого забезпечено створення омічних (невипрямлених) контактів до витокової і стокової областей, а в середній області кристалу вмонтовано керуючий р-n перехід або випрямлений контакт метал-напівпровідник.

Величина струму у вихідному колі, тобто струму стокового затвору визначається напругою Uсв та навантаженням і власним опором каналу провідності ввімкнених послідовно у вихідне коло.

Прикладання запірної напруги Uзв призводить до розширення області просторового заряду (ОПЗ) цього переходу (пунктир), а відповідно і до звуження каналу провідності. Зменшення поперечного перерізу каналу провідності призводить до збільшення його опору, а відповідно до зменшення стокового струму.

Кажуть, що такий транзистор може працювати тільки в режимі збіднення каналу провідності основними носіями заряду.

Для опису властивостей польових транзисторів використовують сімейства вихідних та перехідних характеристик і не використовують вхідні характеристики, що зумовлено великим вхідним опором транзистора. Вихідні характеристики – це залежності виду:

Оскільки транзистор з керуючим переходом є нормально відкритим, тобто при нульовому потенціалі струм стоку максимальний, то перехід в режимі збіднення при закриванні каналу провідності відображає зменшення стокового струму на вихідних характеристиках.

Передаточні характеристики (стокозатворні):

Тоді ця характеристика буде мати місце при від'ємних значеннях U.

При Uзв відсічки канал зв'язку перекривається.

Для опису цих характеристик застосовуються наступні параметри:

1.                коефіцієнт підсилення сигналу за напругою:

2.                кривизна передаточної характеристики – це відношення приросту Іс до DUзв:

3.                вхідний диференційний опір каналу провідності:

В транзисторах з індукованим каналом з самого початку канал провідності не створюється, а створюються лише омічні контакти до витокової і стокової областей.

Приклад додавання потенціалу до затвору приводить до накопичення основних носіїв заряду в приповерхневій області напівпровідника під діелектриком, а відповідно до індукування (наведення) каналу провідності між витоком і стоком.

Відповідно такий транзистор може працювати тільки в режимі збагачення каналу провідності основними носіями. На стокових (вхідних) характеристиках це відображається зростанням струму у вихідному колі.

Стокозатворні характеристики розміщуються в І квадранті і напруга відсічки Uзв.відс.>0.

Такий транзистор називається нормально закритим.

У транзистор з вбудованим каналом канал провідності створюється технологічно, тому він може працювати як у режимі збагачення, так і в режимі збіднення.

Вихідні та перехідні характеристики мають наступний вигляд:

Транзистори з ізольованим затвором характеризуються значно більшим опором, який може досягати 1010 – 1012 Ом.

Розрізняють три схеми ввімкнення польових транзисторів в електричне коло, як чотириполюсника.

Схема із загальним затвором відповідає схемі із загальною базою.

Схема із загальним витоком аналогічна схемі із загальним емітером.

Схема із загальним стоком (витоковий повторювач) є аналогічною до схеми із загальним колектором.

Для опису польових транзисторів в схемах використовують їх еквівалентні схеми.

Польові транзистори теоретично повинні були б володіти вищими граничними частотами, оскільки в них відсутні процеси інжекції та екстракції носіїв заряду, що мають місце в базі біполярних транзисторів, а струм каналу провідності зумовлений тільки одним типом носіїв. Однак на практиці цього не спостерігається, оскільки значний вплив мають паразитні ємності між затвором та стоковим і витоковим електродами і каналом провідності. Тому реально граничні частоти досягають десятків МГц, тоді як в біполярних структурах десятки ГГц.

На практиці вдалося реалізувати польові транзистори підвищеної потужності. Реалізовуються транзистори потужністю до 100 Вт.

Електронним підсилювачем називається пристрій, що забезпечує кероване перетворення енергії джерела постійного струму в енергію електричних коливань, що змінюється за законом зміни керуючого сигналу.

В електронних підсилювачах здійснюється модуляція напруги постійного джерела з допомогою керуючого сигналу.

Елементарний каскад підсилення можна зобразити у вигляді подільника напруги, що складається з лінійного навантаження і нелінійного керуючого елементу, в якості якого можна застосувати біполярний чи польовий транзистор.

Принцип дії підсилювача можна пояснити, використовуючи уявлення про перерозподіл напруги джерела живлення Eж між лінійним та нелінійним елементом.

Нехай опір транзистора на початку буде приблизно еквівалентний опору навантаження. Збільшення вхідного сигналу Uвх приводить до зменшення вихідного опору між емітером і колектором і в результаті потенціал колектора буде наближатись до нуля. Якщо Uвх зменшується, то вхідний опір транзистора безмежно зростає і потенціал колектора буде наближатись до потенціалу джерела живлення.

Таким чином коливання потенціалу колектора буде рівне половині напруги живлення, оскільки закон зміни потенціалу визначається законом зміни вхідного сигналу, то можна говорити про підсилення вхідних коливань, одержане на виході підсилювального каскаду.

підсилювальних каскадів

Підсилювальні каскади класифікують:

1.                за видом підсилювального сигналу: підсилювачі гармонічних сигналів; підсилювачі імпульсних сигналів.

В І випадку аналізуються періодичні сигнали, що змінюються за законами sin або cos.

В ІІ випадку сигнали, як періодичні, так і неперіодичні, можуть мати вигляд прямокутних, трикутних, трапецієвидних чи іншого виду імпульсів.

2.                за типом (параметром) підсилювального сигналу: підсилювачі струму, напруги, потужності.

3.                за видом сигналу в залежності від робочого діапазону частот розрізняють підсилювачі постійного та підсилювачі змінного струмів.

Підсилювачі постійного струму призначені для обробки сигналів, амплітуда яких повільно змінюється з часом, так що частота таких сигналів (час релаксації) є значно меншим за час релаксації підсилювальної схеми.

Підсилювачі змінного струму поділяють на:

·                    підсилювачі низької частоти

·                    підсилювачі високої частоти

·                    широкосмугові підсилювачі

·                    резонансні підсилювачі (вузькосмугові)

Якщо підсилювач складається з кількох каскадів, то їх класифікують за видом міжкаскадного зв'язку:

·                    підсилювачі з гальванічним зв'язком

·                    підсилювачі з резестивно-ємнісним міжкаскадним зв’язком

·                    підсилювачі з індуктивним зв'язком

Основні характеристики підсилювачів:

1.                амплітудна характеристика описує залежність вихідної напруги від вхідної.

Це практично лінійна залежність Uвих = f(Uвх), яка при малих напругах обмежена рівнем теплових шумів каскаду Uш, а при великих напругах обмежена значенням напруги живлення каскаду.

Uш – це теплові флуктуації струму в елементах каскаду підсилювача, які приводять до наведених ЕРС у вхідному колі, що передається у вихідне коло підсилювача (флуктуації - коливання).

2.                амплітудно-частотна характеристика – це залежність коефіцієнта підсилення каскаду від частоти сигналу.

В ідеальному випадку – це пряма, паралельна до осі частот.

Якщо напруга вхідного сигналу є постійною, то АЧХ може бути зображена як залежність вихідної напруги від частоти.

Оскільки частотний діапазон може змінюватись на кілька порядків від Гц до КГц та МГц. То зручно користуватися напівлогарифмічною шкалою, тобто К = f(lg w).

Коефіцієнти підсилення для багатокаскадних підсилювачів визначаються як добутки коефіцієнтів підсилення окремих каскадів:

К = К1* К2*…* Кn.

Якщо коефіцієнти для окремих каскадів є досить великими, то зручно користуватися логарифмічними значеннями коефіцієнтів підсилення, вираженими в децибелах.

К(дб) = 10∙lg Ki,,,.

Оскільки коефіцієнт підсилення може характеризувати напругу, струм або потужність, то вираження коефіцієнта підсилення в децибелах для потужності визначається наступним чином:

Кр(дб) = 20∙lg Kp.

Тому для багато каскадних підсилювачів АЧХ розглядають часом, як залежність коефіцієнта підсилення, вираженого в децибелах від lg w: К(дб) = f(lg w).

В реальних підсилювачах паразитні резестивно-ємнісні зв’язки приводять до завалу АЧХ в області низьких частот, а індуктивеі елементи – в області високих частот. Оскільки такий завал може бути досить істотним, то іноді використовують нормовану АЧХ: це залежність Кw від Кcч, як функція від логарифму частоти: N(w) = Kw/Kсч = f(lg w).

Смугою пропускання підсилювача називається діапазон частот, в якому значення коефіцієнта підсилення зменшується від номінального не більше, ніж в  разів.

Dw = wв - wн.

Динамічним діапазоном підсилювача називають лінійну ділянку амплітудної характеристики.

D = Uвх max - Uвх min.

3.                фазо-частотна характеристика – це залежність фазового зсуву сигналу на виході, порівняно із входом, від частоти сигналу. Dφ = f(w).

До фазового зсуву приводить наявність частотозалежних елементів (ємностей та індуктивностей) в каскаді підсилювача.

В області низьких частот фазовий зсув додатній, в області високих частот – від’ємний.

Зворотнім зв’язком в електронному каскаді називається таке електричне з’єднання, при якому певна частина вихідного сигналу подається у вхідне коло.

Розрізняють додатній і від’ємний зворотній зв’язок.

При додатному зв’язку вихідний сигнал, що подається на вхід, співпадає за фазою з вхідним сигналом. Це приводить до додаткового підсилення і самозбудження схеми. При від’ємному зв’язку фази сигналів є протилежні, що дещо зменшує величину коефіцієнта підсилення, але стабілізує характеристики підсилювального каскаду. За типом схематичної реалізації зворотного зв’язку розрізняють паралельний і послідовний зворотній зв'язок, відповідно до того паралельно чи послідовно з вхідним сигналом вмикається сигнал зворотного зв’язку.

Окрім того виділяють зворотний зв'язок за струмом чи напругою відповідно послідовно чи паралельно до вхідного сигналу змінюється сигнал зв’язку.

Uвих = К∙Uвх і

При наявності зворотного зв’язку:

Uвх = Uс + Uзз, де Uс – напруга сигналу.

Uзз = β∙Uвих, де β – коефіцієнт зворотного зв’язку. Тоді

Uвх = Uс + β∙Uвих

Uвих = К(Uс + β∙Uвих) /:Uс

Величина  - коефіцієнт підсилення без зворотного зв’язку.

К0 = К(1+β∙ К0)

При наявності зворотного зв’язку:

Якщо зв'язок є додатний, то загальний коефіцієнт підсилення різко зростає. При від’ємному зв’язку К зменшується, β – додатне, тоді як в попередньому випадку β – від’ємне.

При розрахунку вихідного опору підсилювача його моделюють як ідеальне джерело ЕРС, що навантажується на вихідний опір Rн. при наявності опору навантаження загальний струм в колі буде визначатися, як опором навантаження, так і вихідним опором каскаду:

При відсутності опору навантаження вихідна напруга буде рівна напрузі холостого ходу – це напруга джерела ЕРС.

,

Основи графоаналітичного методу підсилення каскаду. Методи

Підсилювальні каскади із загальним емітером широко використовуються в електроніці, оскільки забезпечують підсилення сигналу за всіма параметрами і мають середнє значення вхідного та вихідного опору. Навантаження Rн може бути ввімкнене між колектором та одним із полюсів живлення. Якщо Rн ввімкнути замість Rк (колекторний опір), то спад напруги на навантаженні за фазою співпадатиме із вхідним сигналом.

Таке ввімкнення називають неінвертуючим.

Якщо Rн ввімкнути паралельно до переходу колектор-емітер, то фазність напруги на ньому буде протилежною до вхідного сигналу. Це ввімкнення – інвертуюче.

Вхідна напруга складається з напруги сигналу та напруги постійного зміщення:

Uвх = Uс + Uзм

Uс – змінна величина.

Uзм – це постійна напруга, яка визначає режими роботи каскаду за постійним струмом.

Вихідна напруга, тобто напруга на навантаженні визначається струмом колектора та опором колекторного навантаження для неінвертуючого ввімкнення:

Uвих = ік ∙Rк

Для інвертуючого ввімкнення:

Можна показати, що для змінної складової вхідної напруги, як в інвертуючому, так і в неінвертуючому випадках: Uвих = ік ∙Rн. Полюс Uж, який вмикається до колектора має бути протилежним знаку до його типу провідності. Величина колекторного струму: ік = іб ∙ h21e.

Як видно із співвідношення величина вихідного струму визначається вхідним струмом, а відповідно і величиною вхідної напруги, що прикладена до схеми. Величина вхідного струму іб обмежена вхідним опором транзистора , але вхідний опір транзистора Rвх є нелінійною величиною, яка залежить від вхідної напруги: Rвх = f(Uвх).

Реально не лінійність вхідного опору приводить до нелінійної залежності і вихідного струму, що називають нелінійним спотворенням сигналу. Коефіцієнт нелінійним спотворень визначається вкладом додаткових гармонік, які з’являються у вихідному сигналі до основного сигналу.

А1, А2, …, Аn – амплітуди гармонічних складових у вихідному сигналі.

Для опису різних схем, що забезпечують різні можливості підсилювального сигналу, використовують різні класи підсилювачів: А, В, АВ, С, D.

Підсилювач класу А забезпечує найменші нелінійні спотворення сигналу, але характеризується порівняно низьким значенням ККД, оскільки в стані спокою, коли відсутній вхідний сигнал, транзистор знаходиться у привідкритому стані і через нього протікають значні струми втрат.

Графо-аналітичний метод дозволяє провести розрахунок режимів роботи транзистора в різних класах підсилення. При цьому використовується сімейство вхідних і вихідних характеристик і взаємозв’язок між ними.

Для підсилювача класу А точка спокою розміщується на середині лінії статичного навантаження NM. Точка спокою це точка П і А.

Амплітудне значення змінного сигналу за струмом: .

Воно не може перевищувати за модулем величини спокою колектора. Аналогічно максимальна величина амплітуди напруги є не більшою за половину напруги живлення.

В той же час потужність, яка постійно розсіюється на транзисторі, визначає параметри точки спокою.

Корисна потужність визначається ефективною площею на графіку коливань.

ККД для класу А складає не більше 49,5%.

Щоб підвищити ККД використовують режим класу В.

В цьому випадку струм спокою через транзистор є рівним нулю, Uзв також рівне нулю. Точка П на вхідних характеристиках зміщується у нульове положення. Оскільки транзистор буде закритим, то спад напруги Uкесп буде наближатись до точки М на вихідних характеристиках. UкеспUж

Струм колектора буде прямувати до нуля.

В режимі класу В струм спокою рівний 0, напруга спокою рівна Uж. Амплітуда коливань струму та напруги на навантаженні досягає максимальних значень. ККД складає 78%.

Недолік класу В – це нелінійні спотворення типу сходинки, що виникають за рахунок не лінійності вхідних характеристик.

Для лінеаризації характеристик і зменшення спотворення у вхідному колі можна включити додатковий опір Rбаластне. Тоді вхідний опір буде рівний:

Rвх = Rвх тр+ Rб

Чим більше Rб тим буде меншою не лінійність ходу, але разом з тим зменшується коефіцієнт передачі, оскільки значна частина опору спадає на Rб.

Для зменшення коефіцієнту гармонік і підвищення ККД використовують режим класу АВ, коли початковий струм і напруга (тобто робоча точка) розміщується на початку лінійної ділянки вхідної характеристики. Струм у вхідному колі протікає протягом часу меншого за півперіод сигналу.

Режим класу С реалізується при подачі у вхідне коло зворотного невеликого зміщення. Його можна зобразити на передаточних характеристиках.

В режимі класу С також зменшуються нелінійні спотворення сигналу при збереженні досить високого ККД.

Струм у вихідному колі протікає протягом часу меншого за півперіод. Застосовують такий режим для резонансних підсилювачів, коли можна забезпечити додаткове надходження енергії коливань в навантаження у випадках, якщо каскад працює в режимі генерації коливань.

Режим класу D – це ключовий режим, коли каскад працює в режимі великого сигналу. Весь основний час транзистор знаходиться в режимі відсічки або в режимі насичення. Вихідний сигнал має форму прямокутних імпульсів. ККД максимальний, а втрати зумовлені частотними параметрами транзистора, тобто тривалістю процесів перемикання його з відкритого у закритий стан і навпаки. Застосовується у цифровій та імпульсній техніці.

температурного режиму підсилювача за постійним струмом

Режими роботи за постійним струмом можна задати двома способами:

1.                 з допомогою фіксованого струму бази;

2.                 з допомогою фіксованого потенціалу бази.

При цьому використовують загальне джерело живлення вихідного каскаду. У І випадку між джерелом живлення та базовим електродом вмикання джерела струму. Оскільки вимогою для класифікації джерел струму є досить великий опір (вихідний), то найпростіше його можна реалізувати у вигляді резистора, що ввімкнений до Еж.

ІІ випадок. Для задання фіксованого потенціалу бази можна використовувати резистивний подільник R1, R2. Тоді початковий фіксований потенціал буде повністю визначатись співвідношенням:

.

Оскільки наявність шумових сигналів та наводок на вході може впливати на режим підсилення каскаду на вході за постійним струмом, то сигнали постійних завад на вході і виході підсилювального каскаду розділяють з допомогою роздільних конденсаторів Ср1 і Ср2.

При роботі підсилювача в режимі великих сигналів, а також в режимі класу А значна потужність розсіюється на самому підсилювальному елементі – транзисторі. Це може приводити до неконтрольованого зростання зворотного теплового струму через колекторний перехід.

Збільшення цього струму приводить до додаткового зростання струму через перехід база-емітер. Враховуючи, що емітерний перехід володіє певним вхідним опором Rвх, це приведе до постійного зростання вхідної напруги:  , що є рівносильним зміні режиму роботи підсилювача за постійним струмом.

Для стабілізації режиму підсилювача за температурою, найбільш ефективним методом є застосування схем зворотного від’ємного зв’язку за струмом або напругою:

1.     для стабілізації з допомогою послідовного від’ємного зв’язку за струмом використовують той факт, що вихідний струм протікає не тільки в колекторному, а і в емітерному колі схеми із загальним емітером. Ввімкнення Rе призведе при зростанні теплового струму Іко до додаткового спаду напруги Uке.

Відповідно потенціал емітера відносно загального проводу в точці а зросте. Таким чином зростання потенціалу бази в точці б відносно загального проводу буде приводити до зростання потенціалу емітера, а різниця напруг ΔUбе буде залишатися постійною, якщо Re>>Rвх. На лінії навантаження робоча точка А зміщується в положення А’ при постійному зростанні струму. Введення від’ємного зворотного зв’язку з допомогою Re приводить до зміщення з точки А’ в точку А’’.

Разом з тим зменшується коефіцієнта підсилення каскаду за рахунок зростання вхідного опору схеми для змінної складової сигналу. Для уникнення цього в схему вводиться Се, який забезпечує зменшення вхідного опору для змінної складової керуючого сигналу.

2.     стабілізація з допомогою паралельного від’ємного зворотного зв’язку за напругою здійснюється ввімкненням резистору зв’язку між колектором і базою транзистора. При цьому враховується, що схема схема із загальним емітером забезпечує інвертування сигналу, тому напруга, що подається з виходу на вхід є протифазною до вхідного сигналу. Для зменшення впливу термостабілізації на змінну складову сигналу на вході потрібно ввімкнути аналогічно до попереднього випадку елемент, який зменшує вхідний опір схеми, щоб він (С1) не шунтував вхідний сигнал Rзв, розділений на дві частини Rзв1 та Rзв2.

Іншим методом стабілізації є використання додаткових джерел струму.

Оскільки вихідна характеристика транзистора при фіксованому вхідному струмі практично виходить на насичення, то це означає, що вихідний струм мало змінюється при значному коливанні вихідної напруги, тобто такий каскад володіє значним вихідним опором.

Якщо забезпечити режим роботи транзистора, при якому вхідний струм є стабільним, то зміни колекторного навантаження в певних межах не приведуть до значної зміни струму колектора.

Величину вихідного струму можна таким чином стабілізувати, задаючи вхідний струм. Для цього використовують стабілізацію потенціалу бази за допомогою прямо зміщеного діода (мал.а) або з допомогою ланки, що складається з стабілітрона VD і резистора Re (мал.б). В другому випадку можна одержати регульоване джерело струму за допомогою змінного Re.

Режими роботи польового транзистора задаються задаються аналогічно як і біполярного, однак, враховуючи те, що вхідний опір польових транзисторів є дуже великим, то резистор в колі витоку Rв може відігравати подвійну функцію, тобто використовується і як елемент температурної стабілізації, і як елемент, що разом з опором зміщення Rзм задає режим роботи підсилювача. Rзм необхідне для завершення кола гальванічного зв’язку між входом і виходом транзистора.

Емітерний та витоковий повторювачі – це підсилювальні каскади, що охоплені 100% від’ємним зворотнім зв’язком. В цьому випадку немає підсилення за напругою, а коефіцієнт підсилення за струмом:

100% зворотній зв'язок забезпечує теоретично необмежене зростання вхідного опору і зменшення до нуля вихідного опору, тому такі каскади використовують для узгодження високоомного джерела сигналу з низькоомним навантаженням

Для забезпечення заданих характеристик транзисторних каскадів за струмом або напругою використовують комбіноване ввімкнення кількох транзисторів.

Схема «струмове дзеркало» призначена для забезпечення стабільності величини струму у вихідному каскаді за рахунок стабільності вхідного струму.

Вона складається з двох транзисторів однакового типу провідності ввімкнених послідовно.

Транзистор VT1 ввімкнений у діодному режимі, оскільки колектор його замкнено з базою.

Відкриваючі напруги однакові: Uбе1 = Uбе2.

Якщо параметри транзисторів однакові, то однаковими будуть Іб1 = Іб2, Ік1 = Ік2.

Вихідний струм в схемі Івих = Ік2, тоді як вхідний струм Івх= Іб1 + Ік1 + Іб2.

Оскільки Іб1<<Iк2, то з достатньою степінню точності можна вважати, що .

Таким чином вихідний струм практично повторює струм вхідного кола.

Для забезпечення узгодження за вхідним та вихідним опором різних каскадів і можливості керування потужним вихідним каскадом з допомогою малопотужного сигналу використовують складені транзистори за схемами запропонованими Дарвінгтоном.

Такі схеми можна виконувати як на транзисторах одного типу провідності, так і на транзисторах різного типу провідності. При використанні транзисторів одного типу провідності схема має такі характеристики:

Вхідним струмом є Іб1, вихідний струм включає: Івих=Ік1+Ік2.

Величина колекторного струму визначається:

Ік1 = h21eІб1 + Ікбо1

Ік2 = h21eІб2 + Ікбо2

Струм бази другого транзистора: Іб2=Іе1=Іб1+Ік1.

Тому в загальному випадку, якщо знехтувати тепловими струмами Ікбо, можна записати:

Івих = Ік2 = h21е2(Іб1 + Ік1) = h21е2(Іб1 + h21е1Іб1)

Івих = Іб1(1+h21e1)h21e2Іб1h21e1h21e2

Вихідний струм визначається вхідним струмом вхідного транзистора і коефіцієнтом передачі:

Диференційний каскад підсилення – це двокаскадний підсилювач, в якому в спільне емітерне коло обох каскадів ввімкнено джерело струму.

В найпростішому випадку джерело струму реалізується у вигляді джерела напруги, вихідний опір якого задається високоомним резистором Rе.

Такий каскад має як два входи, так і два виходи. Вхідний сигнал може бути синфазним (якщо подається на два виходи) і парафазним (якщо подається між входами).

Для живлення каскаду використовують двополярне дзеркало з середнім нульовим проводом.

ΔUвих = φа – φб

Переваги цього каскаду полягають в тому, що при ввімкненні на вхід синфазних сигналів зміни потенціалів φа та φб будуть однаковими, тоді вхідний сигнал ΔUвих = φа – φб = 0, тобто каскад є нечутливим до синфазних сигналів завад. При диференційному ввімкненні, коли на входи подаються пара фазні сигнали, зміни сигналів φа та φб є протилежними, тоді ΔUвих = φа – (-φб) = φа + φб, такий сигнал підсилюється при симетричній схемі з подвоєним коефіцієнтом підсилення.

В багатокаскадних схемах використовуються окремі каскади різні за функціональним призначенням. Найбільш типовою є структурна схема, що включає три каскади:

1.     вхідний каскад, який забезпечує необхідний рівень підсилення сигналу для виділення його із сигналів шумів;

2.     каскад, який, як правило, є підсилювачем потужності. Він може бути вихідним каскадом. Такі каскади виконують за двотактними схемами, що працюють в режимі В або АВ, або у вигляді потужних емітерних чи витокових повторювачів, якщо підсилювач повинен працювати на низькоомне навантаження.

3.     узгоджуючий каскад. В якості узгоджуючого може використовуватись як каскад із загальним емітером, так і каскад із загальним колектором.

В багатокаскадних підсилювачах застосовують кола місцевого або загального зворотного зв’язку, який дозволяє забезпечити необхідний вигляд амплітудно-частотної характеристики. Міжкаскадний зв'язок може бути виконаний як у вигляді гальванічно розв’язаних, так і гальванічно зв’язаних кіл. Гальванічна розв’язка кіл забезпечена ємнісними елементами.

У наведеній схемі у вхідному каскаді підсилення резистор зворотного від’ємного зв’язку Re розділено на дві частини і тільки одна частина охоплена зворотнім зв’язком по змінній складовій Се1 (Re'). Таке рішення дозволяє збільшити вхідний опір каскаду і узгодити його з джерелом вхідного сигналу. Узгоджений каскад на транзисторі VT2 виконує за традиційною схемою з емітерною стабілізацією режиму транзистора за постійним струмом.

Вихідний каскад виконано у вигляді потужного емітерного повторювача на VT3. ланка загального зворотного зв’язку RзвСзв дозволяє ліквідувати завал АЧХ на високих частотах.

Для підсилення малозмінних сигналів, в якості яких можуть бути сигнали від випромінювальних перетворювачів, давачів тиску, зміщення використовуються так звані підсилювачі постійного струму. Вони аналогічні попередньому каскаду. Міжкаскадний зв'язок є гальванічний, так само як і кола зворотного зв’язку не повинні містити частотозалежних елементів.

Недоліки такої схеми полягають в присутності постійної складової на вході схеми, яка може впливати на вхідний сигнал. Якщо вихідний опір джерела сигналу буде гальванічно ввімкнений на вхід підсилювача і параметри його змінюються з часом, то це може привести до зміни режиму вхідного каскаду за постійним струмом. Для уникнення цього на вході вмикається додатковий резистивний подільник Rg1, Rg2, через який подається вхідний сигнал.

Проблемою в підсилювачах постійного струму є задання режиму роботи кожного наступного каскаду, оскільки в цьому випадку вхідний сигнал несе інформацію як про змінну, так і про постійну складову, а це означає, що в кожному наступному каскаді робоча точка повинна зміщуватись по лінії статистичного навантаження, а це призводить до зменшення амплітуди вихідного сигналу, а відповідно і загального коефіцієнта підсилення багато каскадного підсилювача.

Іншим методом забезпечення заданого режиму ППС є використання додаткового зміщення, полярність якого протилежна до напруги живлення каскаду.

Резистивні дільники за постійним струмом вмикаються через додаткове джерело -Uзм.

В якості вихідних каскадів, як правило, використовують двотактні схеми, що працюють в режимі В або АВ завдяки їх високому ККД.

Виділяють безтрансформаторні і трансформаторні схеми підсилювачів.

Перші характеризуються малими масогабаритними показниками і реалізуються в інтегральних схемах.

Другі як правило застосовують вхідний і вихідний диференційний трансформатор з виводом від середньої точки відповідно вторинної і перевинної обмотки.

В таких схемах одне плече забезпечує підсилення одного півперіоду синусоїдального сигналу. ЕРС, що наводиться у первинній обмотці вхідного трансформатора забезпечує аналогічну полярність ЕРС у вторинній обмотці. За рахунок її диференційності, напруга прикладається до баз транзисторів.

В один півперіод полярність ЕРС перевинної обмотки VT2 буде відкриваючою для VT1 і закриваючою для VT2.

Струм протікатиме через відкритий VT1 і половину первинної обмотки ТР2. в другий півперіод полярність ЕРС на вторинній обмотці ТР1 буде протилежною і відкритим стане транзистор VT2. струм у первинній обмотці ТР2 буде протікати по іншій частині обмотки і в протилежному напрямку, а полярність ЕРС на навантаженні Rн змінити свій напрямок.

Без трансформаторні вихідні каскади виконують на транзисторах однакового або різного типу провідності.

Вхідний сигнал будь якої полярності автоматично є відкриваючим для одного транзистора і закриваючим для іншого. Завдяки використанню двополярного джерела живлення струм у навантаженні матиме протилежний напрямок в різні півперіоди вхідного сигналу.

Якщо використати транзистори однакового типу провідності, то для забезпечення стабільності роботи транзистора навантаження вмикають через роздільний конденсатор, акумулюють транзистор з допомогою додаткового фазоінвертуючого каскаду.

На даній схемі відкриваючі потенціали для різних транзисторів VT2, VT3 знімаються з колектора та емітера транзистора VT1. оскільки ці потенціали є протифазними один відносно іншого, то вони забезпечують комутацію транзисторів однакового типу провідності.

При комутації транзисторів однакового типу провідності в один півперіод, коли VT2 відкрите, струм через навантаження протікає завдяки струму зарядки конденсатора Ср. В другому півперіоді VT2 закритий, VT1 – відкритий. Заряджений конденсатор розряджається і забезпечує протилежну полярність вихідного струму і напруги.

В реальних схемах використовують спеціальні зміщення початкового потенціалу баз вихідних транзисторів з допомогою прямозміщених р-n переходів та так звані пристрої вольтодобавки, що забезпечують підвищення значеня напруги живлення вихідних каскадів.

Діоди VD1, VD2 забезпечують додаткове початкове зміщення потенціалів баз транзисторів для реалізації режиму роботи підсилювача класу АВ, окрім того забезпечує додаткову термостабілізацію каскаду.

Резистор Rk' та конденсатор Сд виконує роль вольтодобавки, за рахунок перезарядки конденсатора в різні півперіоди вихідного сигналу. Зворотній зв'язок через R1, а також емітерні резистори Rе1 та Rе2 забезпечують зменшення вихідного опору каскаду.

підсилювачів

Операційні підсилювачі – це пристрої, виконані на основі схем підсилювачів постійного струму, які призначені для функціональної обробки сигналів.

Ідеальний підсилювач володіє коефіцієнтом підсилення, що прямує до безмежності, безмежним вхідним та практично нульовим вихідним опором і безмежною смугою пропускання. Такі підсилювачі реалізують на основі кількох диференційних послідовно ввімкнених каскадів підсилення. Вони можуть вмикатись як в однополярному, так і в диференційному зміщенні. Завдяки безмежному коефіцієнту підсилення параметри ОП повністю визначаються колами зворотного зв’язку. Такий підсилювач має вхідний інвертуючий та неінвертуючий сигнали, вихідний електрод та клеми для ввімкнення біполярного живлення.

Основні параметри підсилювача:

1.                Вхідна напруга

2.                Вхідний струм

Ці параметри вказують на номінальні значення вхідних сигналів, що забезпечують заданий, як правило, одиничний рівень підсилення.

3.               

4.                Коефіцієнт підсилення (~105, 106)

5.                Вхідний опір

Розрізняють диференційний опір, який вимірюється між входами (інвертуючим та неінвертуючим) та синфазний, що вимірюється між загальним проводом та паралельно замкненими входами.

6.                Вихідний опір (~10,100 Ом)

7.                Гранична смуга підсилення

8.                Швидкість зростання вихідного сигналу (1В за 1мкс)

Структурна схема типового ОП складається з вхідного каскаду узгодження і вихідного каскаду потужності.

Вхідний каскад на транзисторах VT1, VT2 виконується у вигляді диференційного підсилення. Живлення його забезпечується схемою струмового дзеркала на транзисторах VT3, VT4. узгоджений каскад є також диференційним, але виконаний він на транзисторах протилежного типу провідності відносно вхідного каскаду. Сигнал на вихідний каскад VT8, VT9 подається через схему з загальним емітером VT7. для корекції нуля вихідного сигналу при відсутності вхідного застосовують додаткове коло корекції від зовнішнього джерела через Rкор.

Вихідні Re' та Re'' зменшують вихідний опір схеми. Передаточна характеристика ОП є практично лінійною з досить малим значенням динамічного діапазону за вхідним сигналом. Вихідна напруга є дещо меншою за напругу живлення.

3.2 Типові схеми ввімкнення та реалізації математичних операцій з

допомогою операційних підсилювачів

1.                 Повторювач напруги

При реалізації 100% від’ємного зворотного зв’язку за напругою, що задається із закороченням виходу з інвертуючим входом Uвих = Uвх, при цьому Rвх буде збільшений - Rвх(1+Кu), а вихідний зменшений - Rвих.зв = Rвих./(1+Кu). Uвих = Uвх.н.

Синфазний сигнал практично повністю подавляється, оскільки ΔUвх = Uвх.н - Uвх.і

2.                 Неінвертуючий підсилювач

В неінвертуючому підсилювачі вхідний сигнал подається на неінвертуючий вхід. До інвертуючого входу вмикаються ланки послідовного зворотного зв’язку за напругою.

Коефіцієнт підсилення за зворотним зв’язком визначається через коефіцієнт підсилення без зв’язку і коефіцієнт передачі ланки зворотного зв’язку β.

.

Величина сигналу, що подається на інвертуючий вхід β визначається через відношення опорів резистивного подільника.

.

Враховуючи, що , одиницею в знаменнику можна знехтувати.

Отже, коефіцієнт підсилення неінвертуючого підсилювача не може бути меншим одиниці. Величина його повністю визначається ланкою зворотного зв’язку.

В інвертую чому каскаді і інформаційний сигнал, і сигнал зворотного зв’язку подається на інвертуючий вхід. Таким чином тут реалізовується паралельний зворотний зв'язок. Оскільки вхідний опір є дуже великим, то потенціал інвертуючого входу вважають віртуальним нулем. Коефіцієнт передачі інвертуючого каскаду визначається як добуток коефіцієнту передачі самого підсилювача з зворотним зв’язком та вхідним опором подільника.

Враховуючи, що , отримаємо:

.

Як видно із останнього співвідношення за рахунок зменшення опру zзз коефіцієнт передачі інвертуючого каскаду ОП може бути як завгодно малим і теж повністю визначається ланкою зворотного зв’язку. При цьому мале значення КU<1 обумовлене не ОП, а вхідним резистивним подільником. Якщо zзз>>z1, то коефіцієнт передачі як інвертуючого, так і неінвертуючого каскадів є досить великі і практично однакові. Різниця полягає тільки в інверсії фази вхідного сигналу в інвертую чому каскаді порівняно з неінвертуючий.

Якщо в ланках зворотного зв’язку використовують суперпозицію сигналів або нелінійні елементи, зв'язок між струмом і напругою в яких описується певним математичним законом, то на схемотехнічному рівні можна реалізувати математичну обробку сигналів.

Точку з’єднання R1…Rm на інвертуючому вході можна вважати точкою Кірхгофа, в якій справджується І закон про суму струмів. Якщо окремо використовувати тільки по одному подільнику на інвертуючому та неінвертуючому вході, то одержимо диференційний каскад підсилення, в якому вихідна напруга буде визнчатись різницею напруг неінвертуючого та інвертуючого сигналів.

Uвих = Uвх.н – Uвх.і

Коли в каскаді буде виконуватись вимога пропорційності відповідних вхідних резистивних подільників , амплітуда вхідних сигналів на інвертуючому та неінвертуючому входах буде однаковою, то ми одержимо синфазні сигнали і вихідний сигнал буде рівний нулю. В протилежному випадку сигнали, які подаються на неінвертуючий вхід будуть додаватися, тобто ми одержимо найпростіший суматор; сигнали, що подаються на інвертуючий вхід є протифазними, тому вони теж додаються, але з протилежним знаком, таким чином одержимо схему віднімання сигналів. При наявності всіх диференційних сигналів реалізовується схема додавання та віднімання.

Інтегруючий підсилювач – це каскад, в якому паралельний зворотний зв'язок задається за допомогою ємності конденсатора.

Ланка зворотного зв’язку реалізується у вигляді RC-кола. За І законом Кірхгофа справедливе співвідношення для струмів на інвертуючому колі:

Вихідна напруга визначається як інтегральна функція від напруги на вході. Якщо на вході використати ланку резистивного суматора, тобто паралельно подати кілька вхідних сигналів через окремі резистори, то одержимо інтегруючий суматор:

Як і в попередньому випадку застосування І закону Кірхгофа дозволяє записати співвідношення струмів для інвертуючого входу:

Таким чином в цьому каскаді одержимо як результат диференціювання вхідного сигналу. Застосування сумуючого входу дозволяє про диференціювати кілька сигналів:

Оскільки струм вхідного кола є лінійною суперпозицією вхідних струмів.

Логарифмуючий підсилювач

Логарифмуючий підсилювач одержуємо при використанні в якості елемента зворотного зв’язку p-n переходу або бар’єру Шоткі. Це зумовлене тим, що зв'язок між напругою і струмом в p-n переході описується експоненційним законом:

Тому за І законом Кірхгофа співвідношення струмів матиме вигляд:

Якщо використовується пряма вітка ВАХ, логарифмування останнього співвідношення приводить до виразу:

Таким чином з точністю до постійної інтегрування можна вважати, що вихідний сигнал є пропорційним натуральному логарифму вхідного сигналу.

Використовуючи багатовходовий логарифматор можна реалізувати логарифмування суми сигналів:

Зворотній зв'язок реалізується з допомогою лінійного елементу (резистора), а вхідний сигнал подається через нелінійний елемент. Тому співвідношення струмів на інвертуючому вході має вигляд: .

В результаті вихідна напруга є експоненційною функцією вхідного сигналу:

Використання кількох нелінійних входів дозволяє реалізувати суму експоненційних сигналів:

.

Завдяки специфічним параметрам ОП як високий вхідний опір та великий коефіцієнт підсилення можна реалізувати високоякісні схеми джерел струму та напруги.

Як відомо в ідеальному джерелі струму вихідний опір прямує до безмежності, в джерелі напруги – до нуля. Використовуючи інвертуючий підсилювач можна реалізувати джерело струму з плаваючим або заземленим навантаженням.

При цьому в І випадку резистор навантаження використовується в колі зворотного зв’язку і не має спільного із загальним проводом схеми.

Величина струму навантаження визначається співвідношенням:

.

У випадку неінвертуючого каскаду струм через навантаження має протилежний напрямок порівняно із інвертуючим каскадом.

Для заземлення навантаження використовують додаткові транзисторні кола на виході ОП. При цьому напрямок протікання струму через навантаження залежить від типу провідності, а відповідно і живлення транзисторного каскаду і схеми ввімкнення ОП.

В ідеальному джерелі напруги значення напруги на навантаженні не повинно залежати від струму, що протікає у вихідному колі.

При цьому на виході опір джерела має бути достатньо малим, щоб не впливати на потужність, що виділяється на навантаженні. Оскільки в ОП величина струму на виході, а відповідно і коефіцієнт передачі каскаду залежить тільки від ланок зворотного зв’язку, то забезпечення постійного значення потенціалу на вході схеми дозволяє одержати стабільне значення напруги на виході.

В залежності від використання кіл зв’язку для інвертуючого чи неінвертуючого входу одержують прямий або інверсний сигнал напруги у вхідному колі.

Враховуючи, що КU в ОП є дуже великим, то при  вихідного каскаду із зворотнім зв’язком прямуватиме до нуля.

Застосування частотно-вибіркових кіл в ланках зворотного зв’язку ОП дозволяє формувати амплітудно-частотні характеристики із заданою зміною коефіцієнту передачі каскаду в певному частотному діапазоні сигналу.

В найпростішому випадку частотна вибірковість реалізується в інтегруючих та диференціюючи колах.

Однак в цьому випадку коефіцієнт передачі схеми завжди є функцією, що змінюється з частотою. Тому для забезпечення стабільності коефіцієнта передачі в певному діапазоні застосовують схеми низькочастотних (НЧ), високочастотних (ВЧ) та смугових фільтрів.

Низькочастотний фільтр повинен забезпечити проходження сигналів з ω<ωзрізу при КU=const.

Найпростіше це реалізується якщо в інтегруючому колі зменшити добротність ємнісної ланки.

Для ВЧ-фільтрів: КU=const при ω>ωзрізу. В цьому випадку зменшують добротність ємності вхідного кола диференціюючої ланки.

Використовуючи одночасно каскади, в яких ωзр низькочастотного спектру є більшою за ωзр високочастотного спектру, одержують смуговий фільтр в діапазоні від ω1 до ω2.

В загальному випадку коефіцієнт передачі ланок зворотного зв’язку може бути записаний у вигляді дробово-раціональної функції: , де А(р) та В(р) – це многочлени, записані у вигляді відомих поліномів Чебишова-Бесселя та ін. в залежності від степені змінної, що має максимальне значення можна реалізувати відповідно математичні поліноми 1, 2… порядку або на фізичному рівні відповідно активні фільтри 1,2 і т.д. порядку.

Перевагою активних фільтрів є стабільність їх показників, малогабаритні показники порівняно із LC- та RC-фільтрами, низькі активні втрати. Проте недоліком їх вважають необхідність двополярного живлення для ОП, низькі потужності в навантаженні, що в цілому не дозволяє застосовувати їх в потужних електричних схемах випростовувачів змінного струму.

Ефективно такі фільтри застосовують в електронних схемах обробки смугових сигналів, де потрібно задавати складні залежності коефіцієнтів передачі в різних частотних діапазонах.

При роботі в режимі малих змінних сигналів застосування багатокаскадних підсилювачів змінного струму на ОП дозволяє ефективно виділяти інформаційні сигнали з шумових. Для забезпечення якісної передачі сигналів і збільшення загального коефіцієнта підсилення застосовують кілька послідовно ввімкнених каскадів.

При передачі змінного сигналу, Rвх ОП є дуже великим. Оскільки , то постійна часу для перезарядки роздільного конденсатора на вході каскаду:  дуже велика, це призводить з часом до виходу постійної напруги на насичення. Для уникнення цього необхідно вмикати на вході Rкор. Він зменшує τ, але і зменшує коефіцієнт передачі каскаду, що є недоліком в схемі. В окремих випадках можна застосовувати каскади підсилювачів постійного струму, які охоплені тільки ланками загального зворотного зв’язку, в яких проміжні роздільні конденсатори відсутні, а є тільки вхідні і вихідні.

Умови самозбудження генеруючи схем

Генераторами електричних сигналів називають релаксаційні схеми, на виході яких виникає періодично-повторюваний сигнал певної форми. За формою сигналу виділяють генератори гармонічних сигналів і негармонічних (генератори імпульсів прямокутної, трикутної та ін. форми). Якщо схема, при ввімкненні живлення, автоматично переходить в релаксаційний режим роботи, то такі генератори називають автоколивними. Якщо для запуску схеми використовується початковий імпульс з іншої керуючої схеми, то такі генератори потребують зовнішньої синхронізації і їх ще називають загальмованими (типовий приклад – загальмований мультивібратор).

Умови виникнення автоколивань в системі можна вивести при розгляді схеми підсилювача зі зворотним зв’язком. Взагалі-то, генеруючим пристроєм, як правило, є двокаскадний підсилювач, охоплений 100%-ним додатнім зворотним зв’язком за змінною складовою сигналу.

Коефіцієнт передачі підсилювача визначається відношенням  до   і в частотному діапазоні може бути представлене в комплексному вигляді  

Коефіцієнт зворотного зв’язку аналогічно визначається відношенням частоти напруги, що надається на вхід до напруги, яка знімається з виходу основного підсилювача:

 та - амплітудні значення; - зсув фаз між вихідним та вхідним сигналом відповідно схеми основного підсилювача та ланки зворотного зв’язку.

Загальний коефіцієнт передачі за зворотнім зв’язком визначається:

;

Якщо знаменник останнього виразу →0, то коефіцієнт підсилення такого каскаду →. Це означає, що схема входить в режим самозбудження. Такі умови виконуються, якщо величина

З останнього виразу випливають 2 умови самозбудження каскаду із зворотним зв’язком при яких реалізується генеруючий режим роботи цього каскаду.

1.                Умова балансу амплітуд

2.                Умова балансу фаз

; n=1,2,3…

Для реалізації цих умов використовуються фазоповертаючі ланки з індуктивними або ємнісними елементами.

В генераторах гармонічних сигналів використовують 2 типи ланок зворотного зв’язку:

1)                трансформаторний зв’язок;

2)                фазозсуваючі RC-ланки.

Як відомо підсилювальний транзисторний каскад ввімкнений за схемою з загальним емітером є фазоінвертуючим, тобто фаза вихідного сигналу зсунена відносно вхідного на кут . Якщо використовувати додатковий трансформаторний каскад з узгодженим ввімкненням обмоток в колі зворотного зв’язку, то одержимо додатковий зсув фаз , тобто загальний зсув фаз між вхідним сигналом і сигналом зворотного зв’язку становитиме . Аналогічно, зсув фаз можна одержати при послідовному ввімкненні RC-ланок.

При цьому в RC-ланках використовується, як правило, більше двох ланок, оскільки зсув фаз на одній ланці одержується тільки при безмежному зростанні ємності конденсатора.

Таким чином, принципові схеми з трансформаторами та RC зв’язком мають вигляд:

В трансформаторному каскаді умови зсуву фаз використовуються тільки для резонансної частоти, тому генеровані коливання мають параметри, що визначаються коливним контуром. Якщо в схемі допускається гальванічний зв'язок між первинною і вторинною обмоткою, то живлення вторинної може бути задіяне від живлення основного каскаду. Якщо гальванічний зв'язок між каскадами – небажаний, то вторинну обмотку підключають до нульового проводу схеми (пунктир на схемі). При цьому фазність в першому і в другому випадку має бути протилежною. Для уникнення проникання високочастотних коливань в джерело живлення використовують високочастотний RC-фільтр.

В RC-генераторах також виконується умова балансу фаз тільки для однієї частоти, оскільки при зміні частоти сигналу, змінюється і амплітуда вектора ємнісної напруги на фазовій діаграмі. При цьому, режим за постійним струмом визначається подільником R-бази , в якому  задіяно у фазоповертаючій ланці. RC-генератори, як правило, застосовують для одержання низькочастотних коливань, тоді як генератори з індуктивними зв’язками – для високочастотних сигналів.

Якщо умова балансу фаз і балансу амплітуд використовується не для однієї частоти, а певного спектру частот, то такий генератор збуджується в цьому спектрі і форма вихідних коливань стає відмінною від синусоїдальних. У випадку, якщо спектр , одержують генератор прямокутних імпульсів. В найпростішому випадку, це мультивібратор, що складається з двох каскадів підсилювача, охоплених 100% зворотним зв’язком за змінною складовою.

В ідеальному випадку, схема повинна бути абсолютно симетричною за параметрами елементів, тоді при ввімкненні живлення на виходах 1 і 2 формуються інверсні один до одного, практично прямокутні імпульси. В процесі релаксації, схеми визначаються часом перезарядки конденсаторів, ввімкнених в кола зворотного зв’язку. Процес перемикання включає 2 етапи, протягом яких формується імпульс тривалості  або . Початковий стан при ввімкненні напруги в ідеальному випадку є невизначеним і залежить тільки від флуктуації струмів в базових та колекторних колах каскадів. Якщо з самого початку струм колектора VT1 є дещо більшим порівняно з , то це означає, що базова U на VT1 є більш відкриваючою, порівняно з  VT1. тоді потенціал колектора VT1 починає зменшуватись і це зменшення не передається на базу VT2. Таким чином, VT1 повністю відкривається, а VT2 – закривається. Тривалість формування імпульсу (фронту), в даному випадку, залежить від постійної часу , протягом якої конденсатор  буде заряджатися через відкритий перехід база-емітер VT1, і U на резисторі   визначається величиною цього опору і струмом зарядки. Струм конденсатора визначається ; тоді маємо:  , підставивши, отримаємо: .

Таким чином, одержимо звичайне диференційне рівняння, яке описує часову залежність формування U на обкладках конденсатора  при фіксованих параметрах елементів кола  та : . Якщо про інтегрувати останнє рівняння, то отримаємо: ; ;

lnC – постійна інтегрування, з точністю до якої розв’язується диференційне рівняння. Значення параметру С визначається граничними або початковими умовами задачі.

Після потенціонування останнього виразу, отримаємо: ; при t→0, →0 – початковий стан ;- напруга на конденсаторі.

;

; .

Взагалі-то прийнято, що імпульс є сформованим, якщо напруга формування досягає 0,9Uж =Uc(t).

З цієї умови можна визначити час, протягом якого формується тривалість фронту імпульсу tф=t1-t0.

Для визначення фронту використаємо останнє рівняння:

0,9Uж=; ;

Після логарифмування цього виразу отримаємо:

; ;

Тривалість імпульсу tім=t2-t0, визначається часом перезарядки конденсатора С1 через відкритий перехід транзистора VT1 і базовий резистор Rб2, оскільки саме напруга на цьому конденсаторі сформована до моменту часу t0 утримує транзистор VT2 у закритому стані.

Аналогічно можна показати, що процес розрядки конденсатора від заданого рівня напруги буде описуватись співвідношенням:

; С=2Uж;

 (*)

;

В даному випадку процес перезарядки конденсатора С1 через базовий резистор Rб2 описується співвідношенням (*). Тривалість імпульсу визначається з умови, що UC1(t)→0, тоді можна записати:

 , або

Симетрична схема генерує імпульсні рівні половині періоду релаксації схеми, тобто тривалість імпульсу дорівнює тривалості паузи. Такий сигнал називається меандром.

Відношення  називають шпаруватістю імпульсу.

Мультивібратори виконуються в інтегральному вигляді або на основі цифрових інтегральних схем. Вони є основою задаючих тактових генераторів в усіх цифрових схемах, а також в імпульсних перетворювачах джерел живлення обчислювальної техніки.

Схеми одно вібраторів є аналогічні схемам мультивібраторів, тільки в одному з плеч схеми замість зв’язку за змінною складовою використовується зв'язок по постійній складовій сигналу.

Таким чином схема володітиме тільки одним стійким станом. Для формування фронту генерованого імпульсу використовується прискорюючий конденсатор С1, ввімкнений паралельно до резистора Rб2 зворотного зв’язку.

Для реалізації схем генерування на основі ОП використовують одночасно ланки від’ємного і додатного зворотного зв’язку. В таких схемах одержують імпульсні послідовності прямокутної, трикутної або пилоподібної форми. В інвертуючий вхід вмикають RC коло, що забезпечує зворотний від’ємний зв’язок за змінною складовою сигналу.

Процес перезарядки конденсатора забезпечує виникнення коливань на інвертуючому вході ОП, а за рахунок великого коефіцієнта передачі підсилювача реалізується динамічний режим роботи з великим сигналом, що відображають епюри напруг на вході та виході каскаду.

В момент часу t0 вмикається живлення каскаду. Якщо напруга на неінвертуючому вході перевищує напругу інвертуючого входу, то одержаний сигнал підсилюється каскадом і вихідна напруга (графік 3) приймає максимальне додатне значення. За рахунок ланки додатного зворотного зв’язку на неінвертуючому вході встановлюється Uвх.н.

Конденсатор починає заряджатися і одержаний диференційований сигнал на вході .коли потенціал інвертуючого входу досягає значення , знак вхідного диференційованого сигналу змінюється на протилежний. За рахунок великого коефіцієнту підсилення, напруга на виході каскаду практично миттєво набуває значення Uвих.max(-). Ланка додатного зворотного зв’язку при цьому забезпечує встановлення на неінвертуючому вході від’ємного потенціалу, а конденсатор С починає перезаряджатися через резистор від’ємного зворотного зв’язку Rв.зв. Цей процес триває до моменту часу t2, коли знову виконається умова . Частота комутації визначається співвідношенням:

.

Таким чином вказаний каскад забезпечує генерацію імпульсу прямокутної форми на виході та неінвертуючому вході. Якщо потрібно змінити шпаруватість імпульсів, то в коло зворотного зв’язку застосовують ключові елементи, які забезпечують комутацію резисторів різної величини в різні півперіоди генерованого сигналу.

Для одержання імпульсів строго прямокутної форми, тобто лінійно зростаючі або лінійно спадаючі, що реалізуються в генераторах лінійно змінної напруги (ГЛЗН). В колах від’ємного зворотного зв’язку використовують транзисторні джерела постійного струму.

В схемах, де реалізуються ланки додатного зворотного зв’язку тільки за постійною складовою сигналу, забезпечується реалізація бістабільних сигналів. Такі схеми володіють запам’ятовуючими властивостями і в електроніці використовуються в якості елементів статичної пам’яті.

Аналогічно, як і в схемі одно вібратора, в даній схемі в обидвох плечах використовується ланка RбС, що забезпечують зв'язок між каскадами за постійним струмом, а конденсатори формують фронти комутуючих імпульсів. При ввімкненні схеми, стан вихідних сигналів не має однозначного визначення і залежить від флуктуаційних струмів у базових колах транзисторів VT1, VT2. якщо потенціал бази VT1 є вищим, то і струм колектора VT1 також більший, а потенціал колектора VT1 починає наближатись до нуля. Таке зменшення потенціалу VT1 приводить до зменшення потенціалу бази VT2, а відповідно і до закривання VT2. в цьому випадку на виході VT1 сигнал приймає значення логічного нуля, а на виході Uвих2 на VT2 – логічної одиниці. Такий стан може зберігатись як завгодно довго, аж до виключення схеми. Для надійного закривання (роботи) можна використати джерело від’ємного зміщення – Uзм. Для переведення схеми в протилежний стан на базу VT2 через діод VD2 подається логічний сигнал високого рівня Uвх2, тоді транзистор VT2 відкривається, потенціал його колектора зменшується до нуля, що приводить до закривання транзистора VT1. відповідно одержимо, що сигнал на Uвих1 рівний логічній одиниці, а сигнал на Uвих2 рівний логічному нулю. В цифровій техніці вихід 1 позначається Q, а вихід 2 - , вхід 1 – R, вхід 2 – S. Такий тригер називається RS- тригером. S – вхід установки, R – вхід обнулення, Q – прямий вихід,  - інверсний вихід. Умовно можна використати умовне позначення.

Якщо на вхід падають імпульсні сигнали, а не фіксовані потенціали, то об’єднавши RC входи можна одержати лічильний тригер, що змінює вихідний стан на протилежний за кожним вхідним імпульсом і має здатність таким чином при каскадуванні підраховувати кількість вхідних імпульсів. В потенційних тригерах, що керуються фіксованим значенням потенціалів а не перепадів сигналів, одночасна передача на S і R входи логічної одиниці є забороненою.

В тригері Шмідта використовуються гістерезисні властивості комутуючих кіл, що приводить до неоднозначності напруги перемикання в прямому і зворотному напрямку при подачі вхідних сигналів.

За рахунок загального зворотного зв’язку, що охоплює обидва каскади схеми, перемикання в прямому і зворотному напрямку схеми відбувається при різних значеннях вхідної напруги. Це дозволяє одержати на виході схеми прямокутний сигнал, при подачі на вхід – сигнал довільної форми.

Цифрові сигнали формуються електронними схемами, що називаються електронними ключами. В якості електронних ключів використовують в основному напівпровідникові елементи, що володіють нелінійною характеристикою, а саме: діоди, транзистори, тиристори, фотоелектронні пристрої на основі діодних та транзисторних структур. Особливістю роботи цих елементів в колах цифрової обробки сигналів є режим великого вхідного сигналу. В цьому випадку керуючі струми та напруги приймають максимальне значення.

Будь-який електронний ключ може по-різному вмикатись відносно навантаження, тому схема комутації ключів виконується в одному з трьох варіантів:

1)                послідовна

2)                паралельна

3)                послідовно-паралельна

В цілому ключова схема обов’язково включає 3 компоненти:

1)                джерело інформаційного сигналу

2)                електронний ключ (нелінійний елемент)

3)                навантаження

При послідовному ввімкненні всі ці елементи вмикаються в коло один за одним. При паралельному – електронний ключ обов’язково ввімкнений паралельно до навантаження. При послідовно-паралельному – використовуються два електронні ключі, один з яких вмикається паралельно до навантаження, а другий – послідовно паралельної ланки. Найбільшими властивостями володіє третя схема, в якій застосування довільних законів почергової чи одночасної комутації ключів можна досягти довільного перетворення інформаційного сигналу.

Особливістю діодних ключів (вентелів) є те, що функції керуючого сигналу, які забезпечують закон комутації ключа, виконує сам інформаційний сигнал.

В ідеальному випадку, характеристика діодного вентеля повинна володіти нульовим опором (статичним) про прямому ввімкненні, і безмежним статичним опором – при зворотному ввімкненні. Такими параметрами володіють тільки механічні ключі. Реальні p-n- переходи можна змоделювати характеристикою 2, яка має певне порогове значення ввімкнення при прямому ввімкненні (прямій напрузі) і певний диференційний опір, що визначається нахилом прямої ВАХ  ~ rдиф.пр=, що еквівалентний tg кута нахилу цієї характеристики. Аналогічно в зворотному напрямку ´ визначає зворотний диференційний опір вентеля ´ = rдиф.зв. для детиктуючих - rдиф.зв. коефіцієнт передачі такого ключа визначається відношенням напруги на навантаженні до величини сигналу на вході  Евх – амплітуда e(t).

Тому  можна представити як:

Використовуючи додаткові джерела зміщення, які вмикаються послідовно або паралельно до навантаження, можна змінювати напруги комутації ключа.

На відміну від діодних ключів, в транзисторних схемах сигнал керування і інформаційний сигнал є розділеними на фізичному рівні.

При паралельному ввімкненні, в транзисторних, так як і в діодних схемах використовується баластний опір Rб, що забезпечує додатковий спад напруги при комутації (ввімкненні ключа).

Вихідні характеристики.

Транзисторний ключ характеризується режимом роботи при якому основними його станами є режим відсічки або режим насичення. Активний режим присутній тільки при перекомутації ключа з одного стану в інший. Реально значення напруг відсічки та насичення відрізняється від ідеальних значень, при яких Uвідс=Uж, а Uнасич → 0, крім того, як видно з лінії статичного навантаження, режим насичення в граничному випадку вже досягається при певних струмах бази, коли різниця потенціалів Uкб =0. Подальший перехід від точки Тн.гр до точки Тн вказує про так зване глибоке насичення транзистора.

Коефіцієнт насичення ; в оптимальних випадках лінію статичного навантаження вибирають так, щоб q=1.5-2.

Лінія статичного навантаження визначається напругою живлення ключа і опору навантаження.

В стані відсічки при нульовому потенціалі на базі в схемі з загальним емітером можливе протікання зворотного струму колекторного переходу Iк0, що може створити додатковий спад напруги на емітерному переході, тому в цьому стані вихідний струм також є відмінним від нуля, а відповідно це так само як і в режимі насичення позначається на швидкодії ключа. В загальному випадку процеси перемикання визначаються двома способами:

1.                часом розтікання носіїв заряду з базової області;

2.                часом перезарядки бар’єрної ємності p-n-переходу.

Швидкодія ключових елементів визначається процесами накопичення неосновних носіїв заряду в базі ключового елементу при ввімкненні прямого напрямку ключа і процесами розтіканні цих носіїв – при закриванні ключового елементу, і тому час перемикання включає як час розтікання носіїв чи їх накопичення, так і час формування заданого рівня напруги. Епюри напруг відображають вказані процеси і зміну сигналів на вході, тобто в базовому колі, і на виході.

Розгортка сигналів при прямому ввімкненні біполярних транзисторів.

При вмиканні транзистора керуюча напруга ек, що подається у базове коло, змінює полярність і амплітуду від Uк.закр до Uк.нас в момент часу t0. Це приводить до початку зростання колекторного струму Iк. Різниця потенціалів Uбе може миттєво зменшитись до нуля, оскільки визначається величиною заряду бар’єрної ємності керуючого переходу транзистора. За певний проміжок часу величина цього заряду зменшиться до нуля, а потім ємність перезаряджається, тобто переполяризовується, в результаті чого на переході база – емітер встановлюється різниця потенціалів Uбе порогове, при якому транзистор вже можна вважати відкритим. Цей процес відбувається за рахунок інжекції носіїв зараду з емітерної в базову область, він триває протягом часу tз, протягом якого Uке практично не змінюється. Починаючи з моменту часу t1, транзистор починає входити в область насичення, тобто Uке експоненційно спадає і струм колектора досягає максимального значення в момент часу t2. Інтервал t2 - t1 називається часом формування фронту вмикаючого імпульсу; tз і tф разом складають ввімкнення транзистора. Момент часу t2, в залежності від вимог до ключової схеми, приймають таким, коли максимальне значення струму колектора або мінімальне значення Uке досягають рівня 0,5 – 0,7 від свого критичного значення.

Подальший інтервал часу tустановки визначає процеси глибокого насичення транзистора. Для швидкодіючих схем стараються зменшити tнас і реалізують схеми, де електронні ключі працюють без режиму глибокого навантаження. Одним з методів реалізації такого режиму є ввімкнення діода Шоткі між базою і колектором транзистора.

Оскільки пряма напруга на діоді Шоткі складає приблизно 0,7-0,8 В для кремнієвих структур, то відповідно різниця потенціалів між базою і колектором транзистора не перевищує цього значення. При перемиканні в закритий стан транзистора, керуюча напруга ек знову інвертується (2 діаграма), але протягом певного часу tрозтікання струм в колекторному колі залишається практично постійним, оскільки опір бази буде мати мінімальне значення до моменту часу t1, поки неосновні носії заряду не перейдуть в колекторну чи емітерну область. Після цього напруга Uке між відповідними електродами транзистора починає зростати до максимального значення, що дорівнює ек. Відповідно струм колектора зменшиться до нуля. При Iк=0,1*Iк.нас, транзистор вже вважається закритим. Тривалість вимикання складається з часу розтікання і часу формування спаду імпульсу.

Застосування діода Шоткі в цьому випадку дозволяє зменшити інтервал розтікання tр, а відповідно і підвищити швидкодію ключа на біполярному транзисторі.

Для корекції величини напруги насичення ключа з бар’єром Шоткі використовують додатково джерела зміщення в колах зворотного зв’язку.

В найпростішому випадку можна використати додаткові резистивні елементи Rб , які при протіканні керуючого струму Iб задають додаткове зміщення Uзм=Iб*Rб, що додається до вальєрної різниці потенціалів на діоді Шоткі, однак в цьому випадку тривалість розтікання носіїв при комутації буде зменшуватись за рахунок зростання постійної часу резистивно – ємнісного кола розрядки, що включає бар’єрну ємність переходу і додатковий опір Rб.

При комутації польових транзисторів, особливо з вбудованим каналом слід звернути увагу на лінійність передаточної характеристики транзистора, що може працювати як в режимі збудження так і збагачення каналу провідності основними носіями заряду. В цьому випадку при малих рівнях сигналів зберігається лінійна залежність вихідного струму від керуючої напруги, яка має місце в досить широкому інтервалі напруг живлення. Відповідно час накопичення і розтікання носіїв повинен тут відігравати меншу роль порівняно з біполярним транзистором, що має сприяти підвищенню їх швидкодії. Однак, передача керуючого сигналу тут задається через вхідну ємність, а це зменшує швидкодію транзистора. Крім того, при лінійній залежності вихідного струму від керуючого сигналу, основним елементом, який задає і час комутації і амплітуду вихідного сигналу стає опір навантаження Rс.

Тому при оптимізації схеми потрібно узгоджувати два заперечуючи один одного фактори, а саме: для підвищення швидкодії ключа Rс потрібно зменшувати, а для забезпечення надійної комутації, тобто більшої різниці сигналу між ввімкненим та вимкненим станом Rс потрібно збільшувати. Для вирішення цих проблем використовують в М-Д-М ключах опір навантаження у вигляді нульового транзистора, ввімкненого в якості джерела постійного струму. Проте найкращі результати одержані при використанні комплементарної пари транзисторів, тобто транзисторів з однаковими параметрами але протилежними типами провідності. Крім того, що вхідний сигнал в даному випадку одночасно є відкриваючим для одного типу транзисторів і закриваючим – для іншого, такий транзистор досить зручно реалізувати в інтегральному виконанні, тому останнім часом найбільш широкого застосування знайшли біполярні транзистори з діодом Шоткі і комплементарна М-Д-М логіка (ТТЛШ, КМДМ).

В цифровій електроніці, як для логічної, так і для арифметичної обробки сигналів використовують три базові функції: І, АБО, НЕ.

На фізичному рівні ці функції реалізуються з допомогою аналогічних логічних елементів: кон’юнкції та диз’юнкції АБО та інверсії НЕ. Логіка роботи кон’юнктора полягає в наступному: сигнал на виході логічного елемента приймає значення логічної одиниці тоді і тільки тоді, коли на всіх його виходах присутні сигнали високого логічного рівня. Для диз’юнктора, тобто схеми АБО, логіку роботи можна сформулювати наступним чином: сигнал на виході диз’юнктора прийме значення логічної одиниці, якщо хоч на одному його вході буде присутній сигнал високого рівня. Логіка роботи інвертора – сигнал на виході завжди приймає значення інверсне (протилежне) до вхідного сигналу. Стани логічних елементів описуються таблчками істинності.

На фізичному рівні найпростіше реалізувати інвертор. Таку функцію виконує транзисторний ключ реалізований за схемою з загальним емітером. При високому вхідному сигналі опір транзистора є набагато меншим за опір колекторного навантаження і тому потенціал колектора наближається до нуля, що відповідає і логічному нулю. Коли транзистор закритий, тобто 0 на вході, тоді його опір значно більший за Rк і потенціал колектора наближається до напруги живлення, що відповідає логічній одиниці на виході. Для реалізації кон’юнктора можна використати два транзисторні ключі, ввімкнені за схемою з загальним колектором, зкомутовані послідовно один за одним.

Для реалізації логічного диз’юнктора ключові елементи мають бути ввімкнені паралельно один з одним, тоді вмикання хоча б одного з них приведе до протікання струму через навантаження і появи сигналу високого рівня на виході.

Більш універсальними є комбіновані елементи, функції І-НЕ (штрих Шеффера) та АБО-НЕ (стрілка Пірса).

В найпростішому випадку – це послідовно ввімкнені два базових елементи.

Логічні елементи класифікуються за кількома ознаками. В першу чергу розглядають схемотехнічне виконання базових елементів. При цьому в основу класифікації покладено подвійну назву, що вказує на тип вхідного і вихідного каскадів. Елементарний транзисторний ключ став основою перших елементів, які об’єднано було в клас транзисторної логіки з безпосередніми зв’язками (БЗТЛ).

Для покращення завадостійкості такого ключа у вхідних колах було ввімкнено резистор. Така схема стала називатись резистивно-транзисторною логікою. Щоб покращити частотні характеристики, тобто зменшити тривалість фронту та спад імпульсу, паралельно до Rб включається конденсатор. Такі схеми називаються резистивно-ємнісна транзисторна логіка (РЄТЛ). Однак вони не набули широкого вжитку через низьку технологічність. Першими серійними елементами стали ключі з вхідними діодними структурами (ДТЛ).

Найбільшим досягненням стала розробка багатоемітерних транзисторів, що дозволило створити елементи транзисторно-транзисторної логіки (ТТЛ).

У швидкодіючих елементах ТТЛШ (транзисторно-транзисторної логіки з діодами Шоткі) всі транзисторні ключі реалізовані із зворотними зв’язками на діодах Шоткі. Це дозволило значно підвищити швидкодію схем і є зараз основою надвеликих інтегральних схем, які в свою чергу є базою всієї комп'ютерної електроніки.

Окрім цього використовуються елементи емітерно-зв’язної логіки (ЕЗЛ) (на основі диференційних каскадів струмових ключів), n-, p- МОН логіка (на польових транзисторах) та комплементарна КМДМ – логіка (КМОН).

Завдяки пошуку оптимальних рішень для зменшення енергоспоживання логічних елементів розроблено структури так званої інтегрально-інжекційної логіки ().

До характеристик відносять: вхідну, вихідну та передаточну характеристики логічних елементів, відповідно залежності: Iвх=f(Uвх) Iвих=f(Uвих) Uвих=f(Uвх)

Параметри:

1.                Коефіцієнт розгалуження з виходом – кількість елементів, які можна підключити до виходу даного логічного елемента. Для підвищення навантажувальної здатності (збільшення цього параметру N) вихідні каскади елементів виконують у вигляді схем емітерних повторювачів або потужних підсилювачів.

2.                Коефіцієнт об’єднання за входом (М) - визначає скільки виходів можна підключити до входу логічного елементу.

3.                Статична завадостійкість показує величину напруги зовнішньої статичної завади, при якій логічний елемент забезпечує правильне працювання.

4.                Споживана потужність – це середнє значення потужності, що споживається схемою в перебування схеми в режимі статичного нуля і статичної одиниці.  За цим параметром логічні елементи поділяють на: потужні (Рсп=25 – 250 мВт); середньої потужності (Рсп=3 – 25 мВт); низької потужності (Рсп=0,3 – 3 мВт); малопотужні (Рсп=1 – 300 мкВт); нановатні (Рсп<1 мкВт).

5.                Швидкодія – час перемикання стану з логічного нуля в логічну одиницю і навпаки.  За даним параметром розрізняють інтегральні схеми: низької швидкодії (tс>100 нс); середньої швидкодії (tс=10 – 100 нс); швидкодіючі (tс=2,5 – 10 нс); надшвидкодіючі (t<2,5 нс).

В ТТЛ елементах можна виділити 3 каскади: вхідний каскад на основі багатоемітерного транзистора, транзисторний ключ (як правило з стабілізованим джерелом струму) і вхідний каскад. У вихідному каскаді для стабілізації нульових значень вхідних значень напруги (логічний 0) використовуються додаткові опорні діоди VД1, VДn.

Цим обумовлюється рівень напруги нуля ≈ 0,4 В (для кремнієвих інтегральних схем), або не більше 0,8 В. Живлення основного ключа на VT2 забезпечується джерелом стабільного струму на транзисторі VT3. Одночасно цей ключ є фазоінвертуючим каскадом для вихідного підсилювача потужності на транзисторах VT4, VT5.

Для покращення характеристик ТТЛ схем розроблено кілька схемотехнічних варіантів їх виконання:

1.                ТТЛ елементи з відкритим колектором, призначені для узгодження вихідних каскадів з зовнішнім навантаженням. В цьому випадку вихідний ключ виконується за схемою з від’єднаним колектором, що дозволяє визначити тип і рівень навантаження схеми з допомогою додаткових навісних елементів (серія К133).

2.                Каскади з підвищувальною навантажувальною здатністю (серія К531).

В цьому випадку вихідні ключі виконують у вигляді складених транзисторних каскадів з підвищувальною навантажувальною здатністю.

3.                ТТЛ схеми із z-станом (з високоімпедансним станом) призначені для роботи в цифрових схемах, що комутують інформаційні сигнали на спільну шину. В цьому випадку у вхідних колах передбачають додатковий вхід багатоемітерного транзистора, при подачі на який керуючого сигналу, виходи логічного елемента переходять у стан високого опору, тобто відключаються від загальної шини. Для формування керуючого сигналу передбачено додатковий вхід z і кілька транзисторів керування.

ЕЗЛ є надшвидкодіючою, оскільки конструктивне виконання диференційних струмових ключів передбачає роботу транзисторів в ненасиченому режимі. Це забезпечує джерела опорної напруги із зменшенням значення напруги логічних рівнів, хоч в цьому випадку комутуючі напруги мають від’ємну полярність, однак логічна 1 відповідає більшому значенню потенціалу.

ТТЛ:

лог. 0 – 0,4, не більше 0,8 В.

лог. 1 – 2,4, не менше 2 В.

ЕЗЛ:

лог 0 – (-0,8 – 0,9В)

лог 1 – (-1,6 – (-1,7)В)

КМОН:

лог 0 ~ 0 (0,2 – 0,3 В)

лог 1 ~ 15 В, 9В, 5В

:

лог 0 – 0,6 – 0,8В

лог 1 – 1,2 – 1,3В

До інтегральних схем ЕЗЛ логіки відносяться мікросхеми серій К500, К1500. Базові елементи ЕЗЛ логіки передбачають можливість виконання одночасно функцій АБО та АБО НЕ, що зумовлено застосуванням струмових ключів у вхідному каскаді. При цьому допускається ввімкнення за паралельною схемою кількох виходів схеми одночасно, що є недопустимим в елементах ТТЛ і КМОН логіки. В найпростіших випадках це є запаралелення вихідних каскадів на спільне навантаження.

Для підвищення швидкодії ЕЗЛ каскадів використовується 2 методи:

1)                Побудова двоярусних токових ключів, що забезпечують розгалуження виходів схеми.

2)                Застосування додаткових вхідних кіл відносно нейтрального проводу, коли вхідний сигнал подається на схему відносно нуля.

Застосування на виході схем емітерних повторювачів зменшує вихідний опір логічних елементів, що підвищує загальну завадостійкість схеми.

Для реалізації логічних функцій в базисі МДН логіки застосовують структурні елементи на n- або p- канальних польових транзисторах. Функціонально вони практично не відрізняються, оскільки керуючі потенціали подаються через діалектрик на вхід ключа, змінюється тільки полярність керуючої напруги, оскільки в основному застосовуються транзистори з індуктивним каналом. Як і біполярних схемах для реалізації функцій І застосовується послідовне ввімкнення ключем, а функція АБО реалізується при паралельному їх ввімкненні.

Недоліком МДН структур є залежність струму насичення ключів від напруги живлення вихідного кола, при цьому, щоб одержати зменшення вихідного струму в режимі насичення необхідно збільшувати напругу стоку, що приводить до втрат на перемиканні ключа, тому більш оптимальними є ключі на комплементарних парах транзисторів, при цьому вхідні і вихідні кола реалізують з допомогою обмежуючих діодів. Вхідні та вихідні кола на основі діодів забезпечують надійну комутацію ключів за рівнем напруги і обмежують напругу на вході ключа в діапазоні (-0,7) – (0,7) В відносно напруги живлення каскаду. Базові логічні елементи КМОН типу створюють на парних ключах, тобто для кожного входу використовується окрема комплементарна пара транзисторів, при цьому, якщо в елементах І-НЕ вхідними ключами є транзистори n- типу провідності, а навантажувальними – p- типу, то в схемах з виключенням інверсії ці ключі просто міняються місцями. З МДН логікою виконано інтегральні схеми серії К561, К176, К564 (планарна). Завадостійкість таких елементів складає до 40% напруги живлення.

Схеми інтегрально-інжекційної логіки характеризуються наступними особливостями:

1.                В них відсутні резистивні елементи.

2.                В них суміщені області кристалу, які відносяться до різних ключових (транзисторних) елементів схеми.

3.                Живлення цих каскадів реалізовано за струмовим принципом, що дозволяє зменшити рівні сигналів і споживану потужність.

Транзистор VT2 виконує функції інвертування сигналу, VT1 є інжектором носіїв заряду в базу VT2, при цьому VT1 виконаний за горизонтальною технологією, VT2 – за вертикальною, що забезпечує підвищений коефіцієнт інжекції VT2, а відповідно і більший коефіцієнт струму.

Принцип дії такої логіки наступний. Нехай вхідний сигнал x0 на базі VT2 – відсутній, це відповідає стану логічної одиниці на вході, тоді струм інжектора, тобто колекторний струм VT1 забезпечує насичення бази VT2, що приводить до виходу на насичення колекторного струму VT2, а відповідно до появи на виході VT2 сигналу логічного нуля. Для інтегрально-інжекційної логіки стану логічного нуля відповідає напруга U0=0.1 – 0.2 V; стану логічної одиниці – U1=0.6 – 0.7 V. Таким чином перепад логічних рівнів складає порядка 0,4 – 0,6 V. За рахунок зменшення розмірів активних областей в кристалі підвищується швидкодія схеми, при струмі 0,1 мА, час затримки не перевищує 10 нс. Однак через низьку завадостійкість, такі елементи використовуються виключно в складі великих і надвеликих інтегральних схем, тобто в складі мікропроцесорів.

В якості функціональних вузлів цифрової електроніки використовують пристрої формування прямокутних імпульсів, генератори тактових сигналів, перетворювачі рівнів сигналів на основі базових логічних елементів.

6.1 Автогенератори на базових логічних елементах

Автогенеруючими властивостями володіють схеми, охоплені додатнім зворотнім зв’язком за змінною складовою сигналу, в найпростішому випадку, в якості базових структур можна використовувати ТТЛ інвертори, в яких інвертування вихідного сигналу одного каскаду через конденсатор замикається на вхід іншого елемента.

В таких схемах сигнали на виходах є інверсними один відносно одного. В зображеній схемі реалізуються умови балансу фаз і балансу амплітуд в широкому діапазоні частот. Якщо уявити, що в ідеальному випадку на конденсаторах немає зсуву фаз складає , то загальний зсув сигналу при проходженні двох каскадів буде , тобто виконується умова балансу фаз. Оскільки ідеальний інвертор працює в ключовому режимі, то його коефіцієнт підсилення >>1. Це підтверджує умову балансу амплітуд. Автогенераторний режим забезпечується зворотнім зв’язком. Нехай на одному виході в певний момент часу напруга приймає максимальне значення, тобто логічну 1, на іншому –логічний 0. Тоді за рахунок заряду конденсатора, що з’єднаний з високим потенціалом виходу через резистор, протікатиме струм зарядки. Це приводить до зміни потенціалу на вході іншого каскаду і до інвертування вихідної напруги на обидвох каскадах. Тривалість перехідного процесу визначається постійною часу RC-кіл, тобто t=RC. Якщо параметри RC- кіл підібрати симетричними, то шпаруватість імпульсів складатиме q = 2. При реалізації автогенераторної схеми на елементах КМОН логіки потрібно врахувати, що вхідний струм такої схеми, тобто КМОН елемента → 0, оскільки вхідний опір практично безмежний, тоді для забезпечення протікання струмів перезарядки конденсаторів навантажувальні резистори на вході логічного елемента шунтують додатковими діод ними ключами, які забезпечують протікання струмів переполяризації конденсаторів і їх роботу в біполярному режимі. Різновидністю схеми автогенератора є каскад з однією часозадаючою RC-ланкою.

ДД – цифрова інтегральна мікросхема;

ДА – аналогова мікросхема

Пояснити роботу такої схеми найлегше, використовуючи КМОН логіку. Оскільки вхідний опір КМОН елементів →, то при нульовому значенні напруги на вході першого і виході другого логічного елемента, струм, що протікає від виходу першого елемента, буде заряджати конденсатор. При досягненні порогової напруги на конденсаторі, на вході першого елемента досягається рівень потенціалу, що забезпечує його перекомутацію, тобто на вході першого і виході другого елемента реалізується стан логічної одиниці, а в точці з’єднання логічних елементів – стан логічного нуля. Таким чином конденсатор, який зарядився за перший півперіод виявляється перекомутованим, зліва він буде підключений до точки низького потенціалу, справа – до точки з високим потенціалом. Це забезпечує його розряд і пере поляризацію протягом наступного півперіоду. Далі релаксаційний процес продовжується.

В таких схемах в якості часозадаючих елементів використовують конденсатор і ТТЛ інвертор, при цьому, конденсатор працює в уніполярному режимі, тобто напруга на його обкладках не міняє знаку, а тільки змінюється від мінімального до максимального значення.

В якості баластного (газозадаючого) елементу тут використовується вхідний опір ТТЛ інвертора. В схемах з підвищеною швидкодією застосовують схеми генерування, в яких часозадаючими елементами виступають перехідні ємності та опори самих логічних елементів. Тоді тривалість сигналів визначається тільки сумарною тривалістю фронту і спаду імпульсу самих ключових елементів.

Недоліком таких схем є значний розкид технологічних параметрів елементів, що відповідно приводить до нестабільності генерованих коливань. В комп’ютерній техніці, для забезпечення надійної роботи цифрових схем, частоту синхронізації потрібно підтримувати з точністю до 1/1000. Для забезпечення такої точності в аналогових схемах застосовують спеціальні схеми термостабілізації і захисту від зовнішніх завад. В цифрових схемах найпростіше реалізувати задану стабільність частоти з допомогою кварцових резонаторів у колах зворотного зв’язку.

На відміну від схеми мультивібраторів, в одновібраторних схемах додатково використовують коло живлення і коло запускаючого імпульсу на вході однієї з логічних схем. Таким чином для реалізації одно вібратора потрібно використати як мінімум двовходові логічні комірки. За рахунок розділення входу керування і входу зворотного зв’язку C1R в схемі реалізується квазістабільний стан при наявності запускаю чого імпульсу Uкерування. При цьому умовою релаксаційного процесу є співвідношення: τк<τі≈RC.

1) Для реалізації генераторів імпульсів логічну 1 та логічний 0, використовують окремо схеми з зворотними зв’язками, де вхід і вихід розділені логічними елементами.

2) Загальна особливість таких схем є те, що один каскад використовується як часозадаючий каскад, а другий – як керуючий. При цьому в першій схемі для генерування додатного імпульсу процес зарядки конденсатора С1 визначається ввімкненим до виходу каскаду між клемами джерела живлення. При логічному нулю на виході елементу ДД1, конденсатор С1 заряджається через резистор R1, а при логічній одиниці – розряджається через резистор R3. Тоді як в другій схемі процес перекомутації С2 забезпечується в першому півперіоді резистором R1, а в другому півперіоді – діодом VД. Тривалість генерованих імпульсів визначається співвідношенням:

вторинного живлення електрообчислювальної техніки

В сучасній електроніці та обчислювальній техніці використовуються джерела живлення, побудовані за двома структурними схемами. Перша схема – традиційна лінійна схема, що забезпечує перетворення енергії первинного джерела, найчастіше змінного струму у певну величину постійної напруги, необхідну для живлення електронних каскадів. Вона складається з трансформатора, що забезпечує перетворення енергії одного рівня до напруги іншого рівня, випрямляча, який перетворює змінний струм у постійний, потужного фільтра, призначеного для відділення змінної складової випрямленого струму від постійної складової і стабілізатора, який забезпечує підтримання постійного значення вихідної напруги чи струму при дії зовнішніх дестабілізуючих факторів (температура, електромагнітні завади).