Реферат: Стабилизаторы напряжения

Учреждение образования

БЕЛОРУССКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ИНФОРМАТИКИ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ

Кафедра систем телекоммуникаций

РЕФЕРАТ

На тему:

«Стабилизаторы напряжения»

МИНСК, 2008

СТ характеризуются следующими параметрами (рис. 1, а): максимальное (оно же номинальное) выходное напряжение U_{2 mах} , диапазон его регулирования и допустимая относительная нестабильность ; максимальный (он же номинальный) ток I_Н нагрузки и диапазон его изменений DI_Н (обычно принимают I_{Н min} = 0 и DI_Н = I_{Н max} , иначе СТ может выйти из строя при холостом ходе или в моменты включения при индуктивном характере нагрузки); выходное сопротивление ; коэффициент стабилизации  коэффициент полезного действия  (U_{1 ном} , I_{1 ном} – номинальные входные напряжение и ток). Временной (температурный) дрейф характеризуют абсолютным либо относительным изменением выходного напряжения за определенное время (в определенном диапазоне температур).

СТ бывают параллельного и последовательного типов. Параллельный СТ (рис.1, б) содержит регулирующий 1 и опорный 3 элементы, сравнивающий и усилительный элемент 2. В нем при пренебрежении током через внутреннее сопротивление R_i элемента 1 выполняется условие  , откуда [4]

,(1)

где DI_У , DI_Р , DI_Н , DU₁ , DU₂ – приращения (изменения) соответственно токов сравнивающего, регулирующего элементов и нагрузки, входного и выходного напряжений.

В реальных СТ I_У << I_Р. С учетом этого при DU₁ = DU₂ = 0 (неизменное входное и идеальная стабилизация выходного напряжений) следует DI_Р = – DI_Н , т.е. токи нагрузки и регулирующего элементов изменяются противоположно. Если же I_Н = const, то  – изменение тока прямо пропорционально приращению напряжения U₁. Из этого вытекает, что минимальный ток I_{Р min} регулирующего элемента соответствует максимальному току I_{Н max} нагрузки и минимальному входному напряжению U_{1 min} . Тогда при  

.

Очевидно, I_{Р ном} >> I_{Р min}, если сопротивление R₀ СТ мало. Максимальный ток I_{Р max} , по которому подбирают элемент 1, соответствует режиму холостого хода и напряжению U_{1 max} :

где I_{1 min} = I_{Р min} + I_{Н max} – минимальный входной ток параллельного СТ.

Полагая DU₁ = 0, подставляя  и , приходим к выражению для выходного сопротивления СТ

,                                                                                    (2)

где  – так называемое характеристическое сопротивление, равное выходному сопротивлению активной части СТ (при );

R_У – суммарное входное сопротивление элемента 2 с учетом элемента 3;

K_i – суммарный коэффициент усиления тока элементов 2 и 1.

Часто . Тогда .

Подставляя ,  и  , можно получить

.                                                        (3)

В большинстве случаев , поэтому , т.е. для увеличения коэффициента стабилизации надо уменьшать характеристическое сопротивление. Это же необходимо для снижения выходного сопротивления. Требуемое достигают повышением коэффициента K_i усиления.

На практике часто применяют простейший параллельный СТ напряжения, называемый параметрическим (рис. 2, а). Стабилитрон VD совмещает функции опорного и регулирующего элементов. Колебания напряжения U₁ или тока I_Н приводят к изменению тока I_д = I_ст , но напряжение U₂ = U_ст изменяется незначительно: U_ст » const. Поэтому DU₁ = DU_R0 и , где DU₁ , DU_R0 , DI_ст – изменения соответственно напряжений U₁, U_R0 и тока I_ст стабилитрона; R₀ – балластное сопротивление (рис. 2, в).

Для рассматриваемого диодного СТ справедливы соотношения (1 – 2) при K_i = 0 и

,

где r_д – дифференциальное сопротивление стабилитрона, который подбирают исходя из значений напряжения U₂ и тока I_Н . Очевидно, при K_i = 0 = r_д, т.е. в диодных СТ характеристическое сопротивление является величиной заданной. Соответственно  и . Ток I_{ст min} выбирают в пределах 2…3 мА для маломощных и 3…5 мА для мощных стабилитронов. Сопротивление r_д , зависящее от тока I_ст , принимают равным номинальному (среднему) значению. Исходя из допустимого тока I_{ст доп} оценивают максимальный ток нагрузки.

Диодные СТ просты и надежны, но их недостатками являются невозможность регулировки выходного напряжения и невысокий коэффициент стабилизации (порядка 15…50), особенно при больших токах нагрузки I_Н > I_{ст ном} . Возможный способ увеличения параметра K – применение каскадных схем (рис. 2, б). Расчет такого СТ выполняется “справа налево”. Выходное сопротивление определяется стабилитроном VD2. Диодные СТ применяются в основном в качестве источников опорного напряжения в более мощных СТ и для питания слаботочных схем, например, цепей смещения. В этом случае удается обеспечить условие I_{Н max} £ I_{ст min} , при котором стабильность может быть приемлемой. Температурный и временной дрейф параметрического СТ такой же, как у отдельного стабилитрона. В широком интервале температур дрейф напряжения U₂ доходит до 10% и более, т.е. намного превышает нестабильность напряжения U₁ и тока I_Н . Анализ показывает, что однокаскадный параллельный СТ (содержит однокаскадный регулирующий элемент) не имеет преимуществ перед диодным, а двухкаскадный (с двухкаскадным регулирующим элементом) уступает двухкаскадному последовательному СТ.

Последовательный СТ (рис.3) напряжения содержит регулирующий 1 и опорный 3 элементы, сравнивающий и усилительный элемент 2. В нем выполняется условие  (R_i – внутреннее сопротивление элемента 1), откуда для приращений

.                                                       (4)

В реальных СТ I_У << I_Н . С учетом этого при DU₁ = DU₂ = 0 следует DI_Р = DI_Н , т.е. ток регулирующего элемента повторяет изменение тока нагрузки. Если же I_Н = const, то  – изменение тока элемента 1 противоположно изменению тока через сопротивление R_i, которым принципиально нельзя пренебрегать. Из этого следует, что в последовательном СТ максимальный ток I_{Р max} регулирующего элемента соответствует максимальному току I_{Н max} нагрузки и минимальному входному напряжению U_{1 min}.:  (часто с запасом принимают ). Последовательный СТ не может работать в режиме холостого хода (в этом случае I_Р < 0). Для нормального функционирования через элемент 1 должен протекать минимальный (остаточный) ток . Ток I_{Н min} обеспечивают подключением на выходе постоянного сопротивления (шунта). Тогда по отношению к внешней нагрузке холостой ход допустим, но под током I_{Н max} надо понимать сумму токов собственно нагрузки и шунта I_Ш = I_{Н min} . В рабочем режиме напряжение на регулирующем элементе U_Р = U₁ – U₂ . Но в момент включения (с учетом емкости на выходе) и при коротком замыкании U_Р = U₁ , из-за чего регулирующий элемент выбирают из условия U_{Р max} = U_{1 max} .

Полагая в (3) DU₁ = 0,  и , имеем

,                                                                                    (4)

где параметры , R_У , K_i аналогичны параметрам параллельного СТ, а подставляя сюда же  и те же DI_Р и DI_У , находим коэффициент стабилизации

.                                                        (5)

В последовательных СТ, как и в параллельных, . Поэтому . Из-за неидеальных свойств регулирующего элемента , и коэффициент стабилизации имеет конечное значение.

Однокаскадный последовательный СТ и его малосигнальная эквивалентная схема приведены на рис. 4, а, б. Усилительная часть представлена транзистором VT, опорная – стабилитроном VD, стабилизированным напряжением Е₀ и балластным сопротивлением R₀ . По-существу, СТ представляет собой эмиттерный повторитель, потенциал базы которого стабилизирован, а напряжение коллекторного питания изменяется в широких пределах.

Сравнивая схемы рис. 3 и рис. 4, а, б, устанавливаем: , , , = , где r_Э , r_Б ,, b – параметры транзистора VT в схеме с ОЭ; r_д – дифференциальное сопротивление стабилитрона VD. Количественные расчеты показывают, что при средних значениях параметров транзисторов средней мощности  = 5 кОм, r_Б = 20 Ом, b = 30, I_К = 0,25 А и r_д = 10 Ом выходное сопротивление и коэффициент стабилизации примерно равны 1 Ом и 125 раз. Величина K приемлема, но R_вых сравнительно велико и ограничивает максимальный ток нагрузки в однокаскадном СТ.

В рассматриваемом СТ напряжение Е₀ предполагалось абсолютно постоянным. На практике диодный СТ питается от того же источника. Обозначив DЕ₀ = h×DU₁ (h < 1) и включив этот источник переменного напряжения последовательно с сопротивлением R₀ , можно показать, что коэффициент стабилизации уменьшается в (1+) раз. Наиболее часто балластное сопротивление R₀ подключают ко входу СТ напрямую, что резко снижает значение K. Действительно, в этом случае изменения выходного и опорного напряжений примерно одинаковы (изменением напряжения база – эмиттер транзистора VT пренебрегаем). Поэтому коэффициент стабилизации СТ близок к аналогичному опорной части, который по причине небольшого значения R₀ (100…300 Ом) не превышает 10…20.

Основной недостаток однокаскадного последовательного СТ – сравнительно большое выходное сопротивление. Лучшие свойства имеет двухкаскадный СТ (рис. 4, в), в котором транзистор VT1 является регулирующим элементом, а транзистор VT2 – сравнивающим и усилительным. В этом случае , ,  и = , где I_К1, b₁ – ток коллектора транзистора VT1 и коэффициент передачи его тока в схеме с ОЭ; R_вх2 , r_Б2 , r_Э2 , b₂ – входное сопротивление и параметры транзистора VT2; r_д – дифференциальное сопротивление стабилитрона VD. Например, при I_К2 = 10 мА, r_Б2 = 50 Ом, b₁ = b₂ = 30 и r_д =10 Ом имеем R_вых » 0,15 Ом. Выигрыш по сравнению с однокаскадной схемой значительный. Соответственно возрастает и коэффициент стабилизации: K » 1000.

а                                                                    б                в                                                                    г                    д                                                                е Рис. 4. Схемы последовательных стабилизаторов на дискретных элементах

Обычно минимальный ток стабилитрона VD превышает ток I_Б2 транзистора VT2. Поэтому вводят дополнительное смещение с помощью сопротивления R_д от ИП напряжением –Е_д (показано пунктиром):  (I_д (I_Rд) – ток стабилитрона (через сопротивление R_д)). Для исключения токопроводящей цепи стабилитрон VD включают в цепь эмиттера транзистора VT2, а базу последнего соединяют с выходом СТ (см. рис. 4, в). В такой схеме транзистор VT2 работает при низком напряжении коллектор – база U_КБ2 = U_БЭ1 << U₂, что является дополнительным преимуществом. Недостаток – повышенное входное сопротивление . Из-за этого возрастает выходное сопротивление , что снижает коэффициент стабилизации, по сравнению с базовым включением, в три с лишним раза.

Типовые значения параметров двухкаскадных последовательных СТ составляют R_вых = 0,1…0,5 Ом, K = 200…800 и I_Н = 0,2…0,5 А. В случае бóльших токов (мощностей) и повышенных требований к коэффициенту стабилизации необходимо дальнейшее уменьшение характеристического сопротивления посредством увеличения коэффициента K_i . Это достигается либо использованием многокаскадных усилителей в сравнивающем и усилительном элементе СТ, либо применением в качестве VT1 составного Т, что наиболее часто используют на практике. Выпускаются составные (из двух элементов) Т, специально предназначенные для СТ. В такой схеме сопротивление R_вых может составлять сотые (тысячные) доли ома.

Рассмотренные СТ обеспечивают выходное напряжение U₂ » U_ст (U_ст – напряжение стабилизации диода VD). На практике часто необходимо иметь отличную от U_д = U_ст величину, регулируемую ступенями. Наиболее распространенный способ повышения U₂ представлен на рис. 4, г. Он пригоден также в параллельных СТ. Полагая U_БЭ » 0, имеем . Для уменьшения параметра R_У сопротивление R₂ выбирают малым, так что  и . При таком низкоомном делителе, сделав сопротивления переменными, можно плавно регулировать выходное напряжение.

По теореме об эквивалентном генераторе рассматриваемая схема переходит в схему рис. 4, д, в которой и . В отсутствие делителя приращение входного тока составляет , с ним – , т.е. делитель уменьшает приращение DI_У при одинаковом изменении DU₂. Это равносильно повышению R_У и соответственно . Поэтому коэффициент стабилизации ухудшается:

,

где K₀ – коэффициент стабилизации без делителя.

Очевидно, даже в предельном случае R_дел = 0 СТ с делителем в раз хуже (). Поэтому при регулировании выходного напряжения параметры СТ изменяются и оптимальны при U₂ = U_{2 min} .

Для получения малых регулируемых напряжений применяют схему рис. 4, е, в которой при через сопротивление R₁ протекает заданный ток . Поэтому, изменяя R₁, можно получить как большие, так и малые напряжения U₂ (близкие к 0 В). Практически U_{2 min} » U_БЭ = 0,7 В.

В СТ выходное напряжение равно U₂ = U_д + U_БЭ (U_д (U_БЭ) – напряжение опорного элемента (база – эмиттер Т)) либо пропорционально этой сумме. Поэтому временной и температурный дрейф напряжения U₂ определяется изменениями DU_д и DU_БЭ при неизменных значениях U₁ и R_Н . Временной дрейф параметра U_д практически отсутствует, аналогичный параметра U_БЭ является хаотическим и во многом зависит от качества Т. Температурные зависимости U_д = = f₁ (Т ) и U_БЭ = f₂ (Т ) определяются температурным коэффициентом e напряжения. Применительно к стабилитронам e > 0 и возрастает с повышением номинала U_д и ростом тока I_д. Коэффициент e транзисторов является отрицательным при малых токах и уменьшается по модулю при увеличении тока I_Э . Практически положительная составляющая температурного коэффициента превалирует и напряжение U₂ возрастает при увеличении температуры, так что его суммарный коэффициент составляет e_ст = 2…5 мВ/град. Если это неприемлемо, то применяют составной опорный элемент, сочетающий прямое и обратное включение стабилитронов. Он позволяет снизить значение e_ст до 0,1 мВ/град, но взаимная компенсация присутствует лишь в узком диапазоне тока I_д , что необходимо учитывать.

Выходное сопротивление транзисторных СТ, особенно многокаскадных, очень мало, но это справедливо для статической величины R_вых . При скачкообразных изменениях тока I_Н коэффициент b транзисторов в первый момент равен нулю, соответственно K_i (0) = 0, и начальное выходное сопротивление R_вых (0) » (0) » r_д + r_Б + r_Э может на порядок превышать значение R_вых . Восстановление происходит через время, определяемое постоянной t_b времени Т. Для исключения этого выход СТ шунтируют достаточно большой емкостью С, выбираемой по условию СR_{вых ср} >> t_о, где t_о – эквивалентная постоянная времени, равная в первом приближении сумме постоянных t_b всех транзисторов СТ; – усредненное по интервалу переходного процесса выходное сопротивление. При R_{вых ср} = 0,1 Ом и t_о = 10 мкс необходимое значение С составляет сотни микрофарад.

Коэффициент стабилизации K как функция характеристического сопротивления  – тоже комплексная величина. Ее модуль уменьшается с повышением частоты пульсаций и скорости изменения напряжения U₁. Но скачкообразные изменения DU₁ маловероятны, так как СТ питается от выпрямителя с фильтром.

СТ с активным регулирующим элементом часто называют компенсационным. Большое распространение получили СТ на операционных усилителях. Простейшая схема такого СТ, используемая при малых токах нагрузки, приведена на рис. 5, а. Напряжение   (K_оу – коэффициент усиления с ОС) остается постоянным при изменении нагрузки. Изменяя сопротивление R_ос , можно регулировать величину U₂. При большом токе I_Н применяют компенсационный СТ последовательного типа на операционном усилителе (рис. 5, б). В нем требуемый диапазон регулирования выходного напряжения выбирается с помощью сопротивлений R₁, R₂ и R₃.

В последнее время выпускаются СТ полностью в интегральном исполнении. Они представляют собой трехполюсники (рис. 5, в, г), конструируются на положитель-ные и отрицательные выходные напряжения величиной 5, 6, 8, 12, 15, 18 и 24 В при токах нагрузки до 3 А. Для увеличения значения I_Н вместе с ним можно применять проходные Т. Такие СТ называются еще преобразователями постоянного тока в постоянный с высокой фильтрующей способностью (стабилизируют напряжение U₂ в пределах 5 мВ).

В них в качестве источника опорного напряжения помимо стабилитрона применяют Т по схеме с ОБ. Регулирующий элемент представляет составной Т из двух (нескольких) Т. Усилительным элементом является операционный усилитель или (в некоторых случаях) просто дифференциальный каскад. Используется та либо другая форма внутреннего ограничения тока и защита от температурных перегрузок. Отечественной промышленностью выпускаются СТ последовательного типа на гибридных и монолитных интегральных схемах.

Параллельные СТ нечувствительны к токовым перегрузкам, так как с увеличением тока I_Н уменьшается ток I_Р. При значениях I_Н >> I_{Н max} регулируемый Т запирается. В случае короткого замыкания на выходе напряжение U₁ полностью падает на балластном сопротивлении R₀. Последовательные СТ чувствительны к перегрузкам, поскольку токи I_Н и I_Р изменяются одинаково. При значениях I_Н > I_{Н max} усилительный и опорный элементы заперты, а регулируемый Т работает с максимальным базовым током I_Б, определяемым токоотводящим сопротивлением и разностью напряжений U₁ – U₂. Короткое замыкание увеличивает ток I_Б, напряжение на Т возрастает в  раз. Это резко повышает рассеиваемую мощность, и Т выходит из строя. Поэтому последовательные СТ дополняют защитным реле. При одинаковом значении I_Н в параллельных СТ необходимы более сильноточные (примерно вдвое) Т, чем в последовательных. Последние обладают более высоким коэффициентом полезного действия. Но при решении конкретных задач параллельные СТ могут быть практически равноценными, а с учетом их нагрузочной способности – даже оптимальным вариантом.

ЛИТЕРАТУРА

1.  Ильинков В.А., Капуро П.А., Румянцев А.В. Схемотехника устройств и систем телевидения. Ч. 1: Схемная реализация основных преобразований в телевидении: Учебное пособие по курсу “ Схемотехника устройств и систем телевидения” для студентов специальности “Телекоммуникационные системы”: В 2-х ч.– Мн.: БГУИР, 2007.– 126 с.

2.  Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. – 4-е изд., перераб. и доп. – М.: Энергия, 2003. – 608 с.

3.  Бытовая радиоэлектронная техника: Энциклопедический справочник/ Под ред. А.П. Ткаченко. – Мн.: Бел. Энциклопедия, 2005. – 832 с.

4.  Хохлов Б. Н. Декодирующие устройства цветных телевизоров. – 3-е изд., перераб и доп. – М.: Радио и связь, 2008. – 512 с.